F5: Transistoren

Elektronik II (F5)
Kapitel 5: Transistoren
G. Kemnitz
Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 1/143
Inhalt F5: Transistoren
Bipolartransistor
2.4
Grundschaltungen
Aufbau und Funktion
2.5
Rauschen
1.2
Spice-Modell stationär
2.6
Aufgaben
1.3
Kapazitäten
Aufbau und Funktion
1.1
MOSFET
1.4
Kleinsignalmodell
3.1
1.5
Grundschaltungen
3.2
Spice-Modell
Parasitäre Thyristoren
3.3
Digitale Grundschaltungen
1.7
Aufgaben
3.4
Latch-Up
2.1
Aufbau und Funktion
4.1
Thyristor
2.2
Spiece-Modell
4.2
Leistungs-MOSFets
2.3
Kleinsignalmodell
4.3
IGBT
1.6
Leistungsschalter
J- und MesFet
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2. März 2016 2/143
1. Bipolartransistor
Bipolartransistor
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2. März 2016 3/143
1. Bipolartransistor
1. Aufbau und Funktion
Aufbau und Funktion
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2. März 2016 4/143
1. Bipolartransistor
1. Aufbau und Funktion
Aufbau und Betriebsarten
B
p
n−
n+
E
n+
C
IE
E
UBE
B
Basisbreite Raumladungszone
IC
Kollektor
Emitter Basis
C
nE0
pB0
nC0
UCB
IB
Schichtfolge p-n-p oder n-p-n. Geringe Basisbreite. Emitter ist um
Zehnerpotenzen höher als die Basis dotiert. Betriebsarten:
Normalbetrieb: BE-Übergang Durchlassbereich und
BC-Übergang gesperrt.
Ausgeschaltet: beide Übergänge gesperrt.
Inversbetrieb: BC-Übergang Durchlassbereich und BE-Übergang
gesperrt.
Übersteuert: BE-Übergang Durchlassbereich und BC-Übergang
an· der Grenze zum Durchlassbereich.
G. Kemnitz
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2. März 2016 5/143
1. Bipolartransistor
Transistoreekt
UBE
E
IE
1. Aufbau und Funktion
Emitter
nE0
IB
Basis
pB0
B
Kollektor
nC0
UCB
C
IC
Ladungsträger
W
diundieren aufWL
grund des groÿen
WV
x
Konzentrationsgefälles in die Basis. Die Basis ist viel kürzer als die Diusionslänge,
so dass fast der komplette Minoritätenüberschuss in der Basis bis zur
Kollektorsperrschicht diundiert und dort abgesaugt (eingesammelt)
wird.
Der Strom durch Rekombination in der Basis und der von der Basis
zum Emitter diundierenden Ladungsträger wird als Basisstrom
nachgeliefert.
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2. März 2016 6/143
1. Bipolartransistor
2. Spice-Modell stationär
Spice-Modell stationär
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2. März 2016 7/143
1. Bipolartransistor
2. Spice-Modell stationär
Kennlinie ohne Basisweitenmodulation
−IE
IE3 = IC3 IC
IE2 = IC2
IE1 = IC1
UCB
UBE
Der über UBE steuerbare Diusionsstrom vom Emitter ieÿt fast zu
100% weiter zum Kollektor:
UBE
−IE ≈ IC = Is · e Nf·UT
(Is Sättigungsstrom; Nf BE-Emissionskoezient, meist 1; UT Temperaturspannung). Bei negativer UCB lässt die Sammlerwirkung
des Kollektors nach, d.h. die vom Emitter in die Basis diundierenden
Ladungsträger füllen das Basisgebiet und rekombinieren spätestens am
Basisanschluss.
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2. März 2016 8/143
1. Bipolartransistor
2. Spice-Modell stationär
Basisstrom, Inversbetrieb
An der Basis muss der Bf-te Anteil des
Kollektorstroms nachgliefert werden:
IB.N =
Is
Bf
· e
UBE
Nf·UT
Nomalbetrieb
C
B
IB.N
E
(Bf Stromverstärkung Normalbetrieb). Der davon
Bf-fache Kollektorstrom wird durch eine Stromquelle
Wenn Emitter und Kollektor ihre Funktion
tauschen (Inversbetrieb), gibt auch den Transistoreekt, nur mit geringerer Stromverstärkung Br:
IB.I =
Is
Br
·e
UBC
Nr·UT
IE.I = −Br · IB.I
(Nr BC-Emissionskoezient).
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Bf ·IB.N
UBE
modelliert.
Inversbetrieb
C
UBC
B
IB.I
−Br·IB.I
E
2. März 2016 9/143
1. Bipolartransistor
2. Spice-Modell stationär
Transportmodell
Das Transportmodell fasst die
gesteuerten Stromquellen für den
Normal- und den Inversbetrieb zu
einer Transportquelle zusammen:
IT = IC.N − IE.I
= Bf · IB.N − Br · IB.I
(im Normalbetrieb ist IB.I = 0
und im Inversbetrieb IB.N = 0)
C
IC
UBC
IB.I
B
IB.N
UBE
IT =
Bf · IB.N
−Br · IB.I
IE
E
Das Modell erfasst auch die Strom-Spannnungs-Beziehungen für
den Übersteuerungsbereich IB.N > 0 und IB.I > 0
und den Sperrbereich IB.N = 0 und IB.I = 0.
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2. März 2016 10/143
1. Bipolartransistor
2. Spice-Modell stationär
Beispielparameter für das Modell bis hierher
Param.
Is
Bf
Nf
Bezeichnung
Sättigungsstrom Norm.
ideale Stromverstärkung
Normalbetrieb
default BC547B BUV47
1 µA
7 fA
974 fA
375
95
Emmissionskoezient
Normbetrieb
1
ideale Stromverstärkung
1
21
Inversbetrieb
BC547B npn Kleinsignaltransistor; BUV47 npn-Leistungstransistor
Br
Im Inversbetrieb ist die Stromverstärkung viel geringer als im
Normalbetrieb.
Woran liegt das?
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2. März 2016 11/143
1. Bipolartransistor
2. Spice-Modell stationär
Stromverstärkung
IC in mA
für UCE = 5 V
Misst man IC (IB ), erhält man
einen nichtlinearen Zusammenhang.
Für das Verständnis besser
ln (IB (UBE )) und ln (IC (UBE ))
betrachten. Dierenz
mittlerer Bereich: ln (Bf),
Bf ideale Stromverstärkung.
Kleine IC : erhöhter
Basisstrom durch Leckströme.
Groÿer IC : verringerter
Kollektorstrom durch
Hochstromeekt.
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80
60
40
20
0
0,25 0,5 0,75
IB in µA
I [log]
Ikf
√
IS · Ikf
IS
IC
(B N )
<log
)
log(B N
ISE
IS
BN
Nf ·UT
IB
IB.E
IB.N
UBE
2. März 2016 12/143
1. Bipolartransistor
2. Spice-Modell stationär
Leckströme
In einem pn-Übergang in Durchlassrichtung kommen zu den
Diusionsströmen zusätzlich ein Leck- (Rekombinations-) Strom
hinzu, der den Basistrom erhöht, aber keinen Einuss auf den
Kollektorstrom hat.
IC (UBE )
Ikf
IB = IB.N + IB.E
=
Is
Bf
·e
f)
log(B
I [log]
UBE
UT
U
BE
Ne·UT
+ Ise · e
−1
IB (UBE )
Basisstrom
( Bf )
<log
Basisstromerhöhung
durch die Leckströme
mit Ne > 1
Modellierung durch eine zusätzliche Diode und die Parameter
Ise, Ne.
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UBE
2. März 2016 13/143
1. Bipolartransistor
2. Spice-Modell stationär
Leckströme im Transportmodell
UBC
IT = Bf · IB.N − Br · IB.I
U
BE
IB.E = Ise · e Ne·UT − 1
U
BC
Nc·UT
IB.C = Isc · e
−1
Param.
Ise
Ne
Isc
Nc
Bezeichnung
BE-Lecksättigungsstrom
Emissionskoezient
BE-Leckstrom
BC-Lecksättigungsstrom
Emissionskoezient
BC-Leckstrom
C IC
B
IB.C
IB.I
IB.E
IB.N
IT
UBE
E
IE
Std-W+E BC547B BUV47
0A
6,8 fA
2,6 pA
1.5
1,58
1,2
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0A
2
2. März 2016 14/143
1. Bipolartransistor
2. Spice-Modell stationär
Hochstromeekt
Ikf
( Bf )
<log
I [log]
f)
log(B
Kollektorstrom ohne
Hochstromabsenkung
IC (UBE )
Kollektorstrom mit
Hochstromabsenkung
IB (UBE )
Basisstrom
Basisstromerhöhung
durch die Leckströme
UBE
Für hohe Ströme halbiert sich der logarithmierte Anstieg des
Diusionsstroms:
IC = q
ICOH
1+
ICOH
Ikf
(
ICOH
IDD Ikf
≈ √
ICOH · Ikf IDD Ikf
(ICOH Kollektorstrom ohne Hochstromabsenkung).
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2. März 2016 15/143
1. Bipolartransistor
Neue Parameter:
Spice
Ikf
Ikr
2. Spice-Modell stationär
Bezeichnung
Kniestrom zur starken Injektion
Normalbetrieb
Kniestrom zur starken Inj. Inversb.
BC547B BUV47
0,082A 15,7A
Bereiche der Stromverstärkung:
BC [log]
2
1
)
(1− Ne
∼ IC
1
Vorzugsbereich
Ne
1
(Bf · Ise) Ne+1 · Is− Ne+1
1
2
3
3
Ikf
∼ IC−1
IC [log]
Minderung der Verstärkung durch Leckströme.
Ideale Stromverstärkung.
Minderung der Verstärkung durch den Hochstromeekt.
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2. März 2016 16/143
1. Bipolartransistor
2. Spice-Modell stationär
Der Early-Eekt (Basisweitenmodulation)
Mit Zunahme von UCB dehnt sich die Sperrschicht in das Basisgebiet aus. Die Basis wird kürzer. Der Anteil der an der
Kollektorsperrschicht ankommenden Ladungsträger nimmt zu. Der
Kollektorstrom nimmt bei gleichem IB mit UCE zu. Empi- risch
schneiden sich die Verlängerungen aller Kennlinienäste in einem
Punkt auf der Spannungsachse, der Early-Spannung Vaf:
IC
Nach Strahlensatz gilt:
−Vaf
UCE
UCE
IC (UCE ) = IC0 · 1 +
Vaf
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2. März 2016 17/143
1. Bipolartransistor
2. Spice-Modell stationär
Verbesserte Stromgleichungen:
U
BE
UCE
N·UT
mit IC0 = Is · e
IC (UCE ) = IC0 · 1 +
−1
Vaf
U
BE
UCE
Ne·UT
mit IE.I0 = Ise · e
IE.I (UCE ) = IE.I0 · 1 +
−1
Vai
Param.
Vaf
Vai
Bezeichnung
Early-Spannung Normalbetrieb
Early-Spannung Inversbetrieb
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BC547B BUV47
63V
190V
2. März 2016 18/143
1. Bipolartransistor
2. Spice-Modell stationär
Bahnwiderstände
n+
E
B
RE
RB
p
n−
n+
RC
C
Param.
Rb
Rc
Re
Bezeichnung
Basisbahnwiderstand
Kollektorbahnwiderstand
Emitterbahnwiderstand
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BC547B BUV47
10Ω
0,1Ω
1Ω
0,035Ω
2. März 2016 19/143
1. Bipolartransistor
3. Kapazitäten
Kapazitäten
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2. März 2016 20/143
1. Bipolartransistor
3. Kapazitäten
S
Sperrschichtkapazitäten
p+
C
n+
B
E
n+
B
p
n+
C
n+
n−
p
Beim Bipolartransistor:
Transistor
Substratdiode
BE-Übergang
CE-Übergang
bei integrierten Schaltkreisen Übergang zum Substrat.
Jeder dieser Übergänge hat eine Sperrschichtkapazität. Für den
BE-Übergang lautet das Berechnungsmodell:
CS.E = Cje ·

1

 1− UD Mje
für
UD < Fc · Vje
für
UD ≥ Fc · Vje
Vje


Mje·U
1−Fc(1−Mje)+ Vje D
(1+Mje)
(1−Mje)
(Parameter siehe nächste Folie)
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 21/143
1. Bipolartransistor
Spice
Cje
Vje
Mje
Cjc
Vjc
Mjc
Cjs
Vjs
Mjs
Fc
Bezeichnung
Kapazität für UD =0 (E)
Diusionsspannung (E)
Kapazitätskoezient (E)
Kapazität für UD =0 (C)
Diusionsspannung (C)
Kapazitätskoezient (C)
Kapazität für UD =0 (S)
Diusionsspannung (S)
Kapazitätskoezient (S)
Koezient für den Verlauf der
Kapazität
3. Kapazitäten
BC547B BUV47
11,5 pF 1093 pF
0,5 V
0,5 V
0,672
0,333
5,25 pF 364 pF
0,315 V 0,333 V
0,333
0,44
0,5
0,5
(E) Emitterdiode; (C) Kollektordiode; (S) Substratdiode;
BC547B npn Kleinsignaltransistor; BUV47 npn-Leistungstransistor
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 22/143
1. Bipolartransistor
3. Kapazitäten
Diusionskapazitäten
Im Normalbetrieb hat der leitende BE- und im Inversbetrieb der
leitende BC-Übergang eine Diusionskapazität. BE-Übergang:
d QD
Tf · IB
≈
d UBE
Ne · UT
Transitzeit Tf und dem Strom ID
CD.N =
die proportional zur
Param.
Bezeichnung
Ne
Emissionskoezient E.
Tf
ideale Transitzeit (N)
zunimmt.
BC547B BUV47
1,58
0,41 ns
1,2
21,5 ns
Die ideale Transitzeit Tf gilt nur für kleine Ströme. Für gröÿere
Ströme nimmt sie mit dem Strom zu, modelliert durch weitere
Parameter Xtf, Vtf, ...
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2. März 2016 23/143
1. Bipolartransistor
3. Kapazitäten
Vollständiges Transistormodell
(Gummel-Poon-Modell)
C
RC CS.S
S
B
CS.Ce
RB
CS.Ci
CS.E
CD.I
CD.N
IB.C
IB.I
IB.E
IB.N
ID.S
IT
RE
E
Für manuelle Rechnungen zu kompliziert. Praxis:
Entwurf und Plausibilitätstest mit vereinfachten Modellen.
Kontrolle mit dem Simulator.
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2. März 2016 24/143
1. Bipolartransistor
4. Kleinsignalmodell
Kleinsignalmodell
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 25/143
1. Bipolartransistor
4. Kleinsignalmodell
Statisches Kleinsignalmodell
Ersatzschaltung
Normalbetrieb
C
RC
IB
B
RB
IB.E
IB.N
B
uBE
IC
IT
RE
E
lineare Ersatzschaltung
C
iB
iC
rBE
β
rCE
uCE
E
uBE , iB , uCE , iC Differenz zu den
Spannungen und Strömen im Arbeitspunkt UBE.A , IB.A , UCE.A und IC.A
C
Stromverstärkung: β = ∂I
∂IB A ≈ Bf
T
BE-Widerstand: rBE = ∂U∂IBE
≈ Ne·U
IB.A
B A
CE-Widerstand: rCE = ∂U∂ICE
≈ IVaf
C A
C.A
(Vaf Early-Spannung; ...|A Ableitung im Arbeitspunkt).
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2. März 2016 26/143
1. Bipolartransistor
4. Kleinsignalmodell
Parameterbestimmung mit Simulationsart .tf
Die Stromverstärkung fällt für sehr kleine Basisströme wegen
der Leckströme und für groÿe Basisströme wegen dem
Hochstromeekt ab.
Der Eingangswiderstand ist umgekehrt proportional zum
Basisstrom.
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 27/143
1. Bipolartransistor
4. Kleinsignalmodell
Der Ausgangswiderstand lässt sich bei einem Strom als
Ausgabegröÿe mit der Ananlyseart .tf nicht bestimmen. Er sollte sein:
rCE ≈
Vaf
IC.A
Der Simulator berechnet aber konstant 1020 Ω. Vermutlich lässt sich
parallel zur Ausgangsspannungsquelle keine Stromänderung
berechnen.
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2. März 2016 28/143
1. Bipolartransistor
4. Kleinsignalmodell
Dynamisches Kleinsignalmodell
Ergänzung der Sperrschicht- und Diusionskapazitäten:
B
U BE
C
IC
U BC
IB
I ′B
rBE
CBC
CBE
β0 · I ′B
rCE
U CE
E
Die Diusionskapazität der BE-Strecke verhält sich umgekehrt
proportional zu rBE :
CBE.D =
Tf
rBE
(Tf Transitzeit). Die Sperrschichtkapazitäten sollen in Überschlägen durch die Kapazitätsparameter für Sperrspannung null
angenähert werden. BE-Übergang: Cje. BC-Übergang Cjc.
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2. März 2016 29/143
1. Bipolartransistor
Param.
Bezeichnung
Tf
ideale Transitzeit
Normalbetrieb
Kapazität für UD =0 (E)
Kapazität für UD =0 (C)
Cje
Cjc
4. Kleinsignalmodell
BC547B BUV47
0,41 ns
21,5 ns
11,5 pF
5,25 pF
1093 pF
364 pF
Der BC547B hat im Bereich IB.A = 100 nA . . . 10 µA die gröÿte
Stromverstärkung (vergl. F27). In diesem Bereich ist rBE 1 kΩ
und die BE-Diusionskapazität CBE.D 0,4 pF und damit
vernachlässigbar.
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 30/143
1. Bipolartransistor
4. Kleinsignalmodell
Übergangs- und Transitfrequenz Stromverstärkung
Testschaltung:
iC
IB.A + iB
UCE.A
Kleinsignalersatzschaltung für f > 0:
CBC
B
C IC
I ′B
IB
rBE
CBE
β0 · I ′B
rCE
weglassen (Unterbrechung). I C Anteil durch CBC zur
Vereinfachung ignorieren. CBE , CBC durch Sperrschichtkapazitäten
für Sperrspannung null annähern.
rCE
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2. März 2016 31/143
1. Bipolartransistor
4. Kleinsignalmodell
B
C IC
I ′B
Cje + Cjc
rBE
IB
β0 · I ′B
Nach Stromteilerregel:
I 0B = I B ·
rBE k
Stromverstärkung:
β=
1
jω·(Cje+Cjc)
rBE
=
IB
1 + jω · rBE · (Cje + Cjc)
IC
β0
=
IB
1 + jω · rBE · (Cje + Cjc)
Übergangsfrequenz (Imaginär- gleich Realteil):
f0 =
1
2π · rBE · (Cje + Cjc)
Transitfrequenz (Verstärkungsabfall auf 0 dB): fT = β0 · f0
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 32/143
1. Bipolartransistor
f0 =
4. Kleinsignalmodell
1
2π · rBE · (Cje + Cjc)
Die Sperrschichtkapazitäten hängen nur wenig von den Spannungen
und Strömen im Arbeitspunkt ab, der Basis-Emitterwiderstand
jedoch erheblich:
rBE ≈
Ne · UT
IB.A
(IB.A Basisstrom im Arbeitspunkt; UT = kBq·T Temperaturspannung; T Temperatur in K). Abhängigkeit der Übergangsfrequenz vom Arbeitspunkt:
f0 =
IB.A
2π · Ne · UT · (Cje + Cjc)
Die Übergangfrequenz nimmt überschlagsweise proportional mit dem
Basisstrom im Arbeitspunkt zu und mit der Temperatur ab.
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2. März 2016 33/143
1. Bipolartransistor
IB.A
10 nA
4. Kleinsignalmodell
100 nA
1 µA
10 µA
2,8 kHz 23 kHz 152 kHz 552 kHz
fg
750 kHz 6,8 MHz 46 MHz 163 MHz
Die weniger als proportionale Zunahme liegt am zunehmenden
Einuss der Diusionskapazität des BE-Übergangs, die proportional
mit IB.A zunimmt.
f0
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 34/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Grundschaltungen
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 35/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Grundschaltungen
Drei Anschlüsse, einer ist Eingang, einer Ausgang und einer Bezugspotential für beide. Gemeinsamer Anschluss gibt den Namen.
Emitterschaltung
Ue
Ua
Kollektorschaltung
Ue
Ua
Basisschaltung
Ue
Ua
Kleinsignalverhalten mit dem Transistor im Normalbetrieb:
Emitterschaltung: Strom- und Spannungsverstärkung 1.
Kollektorschaltung: Spannungsverstärkung ≈ 1.
Stromverstärkung 1. Sehr hoher Eingangswiderstand.
Basisschaltung: Spannungsverstärkung 1. Stromverstärkung
≈ 1. Bandbreite gleich Transitfrequenz der Stromverstärkung.
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 36/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Emitterschaltung (bisheriges Modell)
UV
Ersatzschaltung für
den Normalbetrieb
Schaltung
RC
Rg
RB
Ie = IB
UV
Ua
Ug
Ug
UBE
RC
IC
Ua
β · IB
Arbeitsbereich Transistor:
Sperrbereich
Ua Sperr- Normal- Sättigung
bereich bereich
Ua ≈ UV
UV
Sättigung
Arbeitspunkt
Ua ≈ UCEX
Ua.A
Normalbereich
C
Ua = UV − β·R
RB · (Ug − UBE )
Ug.A
Ug
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Ie
2. März 2016 37/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Simulation der Übertragungsfunktion
nichtlinear, abhängig von streuenden Parametern, von der
Temperatur, ...
Parmeter der Transferfunktion mit .tf V(a) Ve:
Transfer_function:
-63.7773 transfer
ve#Input_impedance:
4294.85 impedance
output_impedance_at_V(a): 964.908 impedance
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 38/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Der Klirrfaktor durch die Nichtlinearität
Frequenz
1 kHz
2 kHz
3 kHz
4 kHz
Amplitude 1,27 V 112 mV 0,8 mV 0,6 mV
5 kHz 6 kHz
8 µV
6 µV
Klirrfaktor: 8,77%
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 39/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Stromgegenkopplung
UV
Schaltung
Ersatzschaltung für
den Normalbetrieb
RC
Rg
UV
Rg
Ua
UBE
Ug
Ug
Ie = IB
RE
RC
IC
β · IB
Ua
RE
Subtraktion einer zum Kollektorstrom proportionalen Spannung
von der Eingangsspannung.
Verringert und linearisiert die Verstärkung auf vu ≈ − RRCE .
Mindert den Einuss der Streuung von β und der Temperatur
auf die Funktion der Schaltung.
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2. März 2016 40/143
1. Bipolartransistor
Ug.A
5. Grundschaltungen
re
vu
ra
Klirrf. ∗
ohne RE 670 mV 4,29 kΩ -64 965 Ω 12,87%
mit RE 900 mV 32 kΩ -8,6 995 Ω 3,5%
(∗ Amplitude der Ausganngsspannung 2 V). Stromgegenkopplung
verringert den Bereich der Ausgangsspannung, die Verstärkung, den
Klirrfaktor, die Parameterabhängigkeit des Arbeitspunkts, erhöht den
Eingangswiderstand und linearisiert.
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2. März 2016 41/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Emitterschaltung mit Spannungsgegenkopplung
Ersatzschaltung für
den Normalbetrieb
RB
UV
RC
Schaltung
RB
RG
RC
RG
IB
UV
Ue
Ua
UBE
Ue
Ia
IC
β · IB
Ua
Rückführung der Ausgangsspannung auf die Basis:
Ue − UBE
Ua − UBE
+
RG
RB
UV − Ua
− Ia
RC
Ua
IC
β
Ua − UBE
+ IC
RB
U V · RB
RB
RB
+ UBEF · 1 +
−
· Ue
β · RC
RG
RG
= IB =
=
≈
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2. März 2016 42/143
1. Bipolartransistor
Ug.A
5. Grundschaltungen
re
vu
ra
Klirrf. ∗
ohne RB 670 mV 4,29 kΩ -64 965 Ω 12,87%
mit RB 500 mV 1,12 kΩ -8,4 135 Ω 2,97%
(∗ Amplitude der Ausganngsspannung 2 V). Spannungsgegenkopplung verringert wie die Stromgegenkopplung die Verstärkung und den
Klirrfaktor. Im Gegensatz zur Stromgegenkopplung verringern sich
der Einund Ausgangswiderstand und Ug.A .
·
G. Kemnitz
Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 43/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Kollektorschaltung
Ersatzschaltung für
den Normalbetrieb
Schaltung
RG
UV
Ie = IB
RG
Ug
RE
Ua
IC
B · IB
UBE
Ug
UV
Ue
RE
Ua
Eingabe an der Basis,
Ausgabe am Emitter,
gemeinsamer Anschluss Kollektor.
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2. März 2016 44/143
1. Bipolartransistor
Ug.A
5. Grundschaltungen
re
vu
ra
2,6 V 286 kΩ 0,98 17 Ω
Eine Kollektorschaltung hat Verstärkung eins, einen sehr hohen
Eingangs- und einen geringen Ausgangswiderstand. Robust gegen
Parameterstreuungen und kaum Klirrfaktor. Anwendung als
Impedanzwandler und Trennverstärker1 .
1
Z.B. zwischen Filterstufen.
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2. März 2016 45/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Basisschaltung
Rg
RC
RB
Ug
Arbeitspunkt
Ua
UV
-2
IE
Rg
Ug
B
1+B
UBE
UB
· IE
Ua
RC
RB
-1
UB
4 Ua in V
3
2
1
-1 Ug in V
Ua
UV
Eingabe am Emitter,
Ausgabe am Kollektor,
gemeinsamer Anschluss Basis.
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2. März 2016 46/143
1. Bipolartransistor
Ug.A
-1 V
5. Grundschaltungen
re
vu
ra
109 Ω 9,13 996 Ω
Eine Basisschaltung hat eine Spannungs-, aber keine
Stromverstärkung. Die Signalquelle muss niederohmig sein. Die
Verstärkung ist vu ≈ RRGC . Verzerrung wie bei einer
Emitterschaltungen mit Stromgegenkopplung.
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2. März 2016 47/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Übergangsfrequenz der Spannungsverstärkung
Transistorersatzschaltung mit BE- und BC-Kapazität:
B
U BE
C
IC
U BC
IB
I ′B
rBE
CBC
CBE
β0 · I ′B
rCE
U CE
E
Die Übergangsfrequenz der Spannungsverstärkung ergibt sich aus der
Anordnung der BE- und der CB-Kapazität in der
Gesamtersatzschaltung des Verstärkers. Für die Überschläge soll die
BE-Diusionskapazität gegenüber der Sperrschichtkapazität
vernachlässigt und die Sperrschichtkapazitäten durch die
Kapazitätsparameter für Sperrspannung null angenähert werden.
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2. März 2016 48/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Einfacher Emitterverstärker
RG
Ug
U BC
IB
B
Ue
I ′B
rBE
C
a
CBC
β0 · I ′B
CBE
E
U g , RG
rCE
RC
U a = vu · U e
mit vu = −β0 ·
rCE kRC
rBE
und re bilden ein Zweipol, der sich durch eine
Ersatzspanungsquelle U g.ers und einen Ersatzwiderstand RG.ers
nachbilden lässt.
RC und rCE bilden eine Parallelschaltung und sollen zu einem
Widerstand RC.ers zusammengefasst werden.
Die Spannung über CBC ist U BC = U e · (1 + vu ). CBC lässt
sich durch zwei Kapazitäten zu Masse nachbilden, von denen
eine mit CBE zusammengefasst werden kann.
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2. März 2016 49/143
1. Bipolartransistor
I ′B
rBE
RG
Ug
U BC
IB
B
Ue
5. Grundschaltungen
C
β0 · I ′B
CBE
rCE
E
RG.ers
Ug
a
CBC
RC
U a = vu · U e
mit vu = −β0 ·
rCE kRC
rBE
RC.ers
Ue
CBE + (1 + vu ) · CBC
vu · U e
CBC
Ua
Die umgeformte Schaltung ist eine Kette aus zwei RC-Tiefpässen
mit Trennverstärker dazwischen.
Übergangsfrequenzen Eingangs-RC-Tiefpass:
f0.1 =
1
2π · RG.ers · (CBE + (1 + vu ) · CBC )
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2. März 2016 50/143
1. Bipolartransistor
RG.ers
Ug
Ue
5. Grundschaltungen
RC.ers
CBE + (1 + vu ) · CBC
vu · U e
CBC
Ua
Übergangsfrequenzen Eingangs-RC-Tiefpass:
f0.1 =
1
2π · RG.ers · (CBE + (1 − +vu ) · CBC )
Übergangsfrequenzen Ausgangs-RC-Tiefpass:
f0.2 =
1
f0.1
2π · RC.ers · CBC
Die Übergangsfrequenz f nimmt überschlagsweise umgekehrt
proportional zur Verstärkung ab, weil der kapazitive Umladestrom
durch die BC-Kapazität proportional mit der Verstärkung zunimmt.
Der Zusammenhang Verstärkung mal Bandbreite gleich konstant
entsteht durch die Kapazität zwischen Ein- und Ausgang.
0.1
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2. März 2016 51/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Basisschaltung
E
C
I ′B
RG
Ug
rCE
IE
Ue
rBE
β0 · I ′B
CBE
B
CBC
a
RC
U a = vu · U e
mit vu = β0 ·
ra
rBE
In der Basisschaltung wechseln CBC und rCE die Positionen. Die
Kollektorstromquelle kann, ohne dass sich die Funktion der
Ersatzschaltung ändert, nach Masse geführt werden. Der Widerstand
ra ist der Ausgangswiderstand der Gesamtschaltung, der sich aus
RC , rCE , β0 etc. berechnet. Die Übergangsfrequenzen f0.1 und f0.2
sind etwa wie bei der Emitterschaltung für vu = 0 und f0.2 , d.h. mit
der Basisschaltung lassen sich bei gleicher Verstärkung höhere
Bandbreiten erzielen.
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2. März 2016 52/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Kollektorschaltung
U BE ≈ 0
IB B
I ′B
RG
Ug
Ue
rCE
CBC
E
rBE
CBE
β0 · I ′B
a
RC
C
In der Kollektorschaltung
B
E
ist die SpannungsverstärRG
1 · Ue
CBC
kung praktisch eins und
Ue
RC
U
die Spannung zwischen
g
C
Ein- und Ausgang null.
Damit ieÿt durch CBE und
rBE praktisch kein Strom, so dass sie weggelassen werden können.
Wenn rCE auch noch gegenüber RG vernachlässigt werden kann,
vereinfacht sich die Ersatzschaltung zu einem RC-Tiefpass mit
nachgeschaltetem Trennverstärker.
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2. März 2016 53/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
B
RG
Ug
E
Ue
1 · Ue
CBC
RC
C
Übergangsfrequenz:
f0 =
1
2π · RG · CBC
Für gleiche Generatorwiderstände ist sie höher als für die Emitterund Basisschaltung, aber ebend ohne eine erzielbare
Spannungsverstärkung gröÿer eins.
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2. März 2016 54/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Zusammenfassung
Eine Emitterschaltung hat eine Strom- und Spannungsverstärkung
gröÿer eins. Die Transitfrequenz nimmt etwa proportional mit der
Spannungsverstärkung ab. Zur Linearisierung und Stabilisierung
gegen Parameterstreuungen, Temperaturschwankungen, ... ist eine
Strom- oder Spannungsrückkopplung erforderlich, die die
Verstärkung absenkt und die Übergangsfrequenz erhöht.
Die Basisschaltung hat nur eine Spannungsverstärkung, die über die
Stromgegenkopplung über den Generatorwiderstand eingestellt wird.
Diese Rückkopplung linearisiert die Übertragungsfunktion und
mindert den Einuss von Parametersteuungen. Eine
Rückkopplungskapazität zwischen Ein- und Ausgang fehlt, so dass
die Übergangsfrequenz nicht mit der Verstärkung abnimmt.
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2. März 2016 55/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Die Kollektorschaltung hat gleichfalls eine Stromrückkopplung über
den Emitterwiderstand, die die Übertragungsfunktion linearisiert und
Parametersteuungen kompensiert. Die Spannungsverstärkung ist
max. eins und die Übergangsfrequenz gröÿer als die der
Basisschaltung und damit gröÿer als die Transitfrequenz der
Stromverstärkung des Transistors.
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2. März 2016 56/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
Kaskodenverstärker mit Impedanzwandler
Die nachfolgende Schaltung kombiniert alle drei Grundschaltungen
und nutzt deren Vorteile.
RC
T3
T2
Ue.A + U e
T1
Ua
2V
RE
UV
T1 arbeitet in Emitterschaltung. T2 hält das Kollektorpotential
konstant, erzwingt Spannungsverstärkung null und verhindert so
eine verstärkungsabhängige Abnahme der Übergangsfrequenz.
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2. März 2016 57/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
RC
T3
T2
Ue.A + U e
T1
Ua
2V
RE
UV
T2 arbeitet in Basisschaltung mit dem Kollektorstrom von T1
als Eingabe und realisiert eine Spannungsverstärkung. Da die
Basis wechselstrommäÿig auf Masse liegt, keine
Rückkopplungskapazität vom Aus- zum Eingang und keine zur
Spannungsverstärkung proportionale Abnahme der
Übergangsfrequenz. Eine hohe Spannungsverstärkung verlangt
ein groÿen RC (oder eine Stromquelle) und eine
Nachfolgeschaltung mit hohem Eingangswiderstand.
T3 arbeitet deshalb in Kollektorschaltung als Impedanztransformator mit einem Eingangswiderstand von ≈ β · RE .
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2. März 2016 58/143
1. Bipolartransistor
5. Grundschaltungen
RC
T3
T2
Ue.A + U e
T1
Ua
2V
RE
UV
Die dargestellte Schaltung wird als Kaskodenschaltung bezeichnet
und hat sowohl eine sehr hohe Verstärkung als auch ein sehr hohes
Verstärkungs-Bandbreite-Produkt.
Die Minderung des Einusses von Bauteilstreuungen, der
Temperatur, ... erfordert weitere Schaltungsmaÿnahmen, z.B. eine
zusätzliche Rückkopplung (siehe Foliensatz F5).
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2. März 2016 59/143
1. Bipolartransistor
6. Parasitäre Thyristoren
Parasitäre Thyristoren
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2. März 2016 60/143
1. Bipolartransistor
6. Parasitäre Thyristoren
Parasitäre Thyristoren
Bei der Anordnung von Transistoren auf einem Schaltkreis entstehen
auch Strukturen mit drei eng benachbarten pn-Übergängen. Diese
Bilden einen parasitären (unerwünschten) Thyristor. Ein Thyristor ist
ein Bauteil, das bei einem geringen Steuerstrom einschaltet, aber
nicht mehr ausschaltet. Gefähricht sind Thyristoren zwischen
Versorgungsspannung und Masse.
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 61/143
1. Bipolartransistor
6. Parasitäre Thyristoren
Simulation eines Thyristors
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2. März 2016 62/143
1. Bipolartransistor
7. Aufgaben
Aufgaben
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2. März 2016 63/143
1. Bipolartransistor
7. Aufgaben
Aufgabe 5.1: Transistorparameter
.MODEL BFW92 NPN
+IS=0.23fA BF=43 NF=1 VAF=31V IKF=2.8A ISE=12pA NE=2.7
+BR=15 NR=1 VAR=13 IKR=0.3A ISC=0.62fA NC=1.1 RB=10
+IRB=1E-6 RBM=10 RE=30 RC=2.8 EG=1.11 XTI=3 CJE=0.9pF
+VJE=0.6V MJE=0.28 TF=0.1ns XTF=86 VTF=4.17E-2
+ITF=9.8E-2 PTF=-10 CJC=1.1E-12 VJC=0.41
1
2
3
Welche der Parameter bestimmen das Verhalten im Normalbetrieb im Bereich maximaler Verstärkung (Vernachlässigbar
seien Leckströme, Hochstromeekt, Temperaturabhängig- keit
und Rauschen)? Begründen Sie ihre Auswahl.
Welche Parameter benötigen Sie weiterhin für die Abschätzung
der der Sperrschichtkapazitäten.
Welche Parameter werden zur Abschätzung der
Diusionskapazität des in Durchlassrichtung betriebenen
BE-Übergangs benötigt?
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2. März 2016 64/143
1. Bipolartransistor
7. Aufgaben
Aufgabe 5.2: Kleinsignalersatzschaltung
Bestimmen Sie mit den Modellparametern aus der Aufgabe zuvor die
Parameter der linearen Kleinsignalersatzschaltung
1 Eingangswiderstand rBE , Ausgangswiderstand rCE und
Stromverstärkung β ,
2 die Sperrschichtkapazitäten des BE- und des BC-Übergangs,
3 die Diusionskapazität des BE-Übergangs
für IC = 2 mA und UCE = 1, 9 V rechnerisch2 und Kontrolle durch
Simulation.
BFW92
IB
C
C
B
CBC
B iB
UCE
E
rBE
CBE
β
rCE
E
2
Unter Nutzung der in der Vorlesung verwendeten Näherungen.
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2. März 2016 65/143
1. Bipolartransistor
7. Aufgaben
Aufgabe 5.3: Transistorverstärker
UV
RC
1 kΩ
Gegeben ist der dargestellte Verstärker in BasisBFW92
schaltung mit den eingezeichneten Parametern.
Ua
1 Legen Sie die Gleichanteile der EingangsRG
quelle Ue und der Versorgungsquelle UV
50 Ω
so fest, dass der Transistor im Arbeitspunkt
Ug
der Aufgabe zuvor betrieben wird (IC = 2 mA
und UCE = 1, 9 V). Kontrolle durch Simulation.
2 Zeichnen Sie die lineare Kleinsignalersatzschaltung der
Gesamtschaltung und bestimmen Sie für alle Widerstände,
Kapazitäten und Quellen die Werte.
3 Schätzen Sie die Übertragungsfunktion U a /U g als Funktion der
Frequenz und daraus die Verstärkung für niedrige Frequenen
und die Bandbreite3 . Kontrolle durch Simulation.
3
Unter Nutzung der in der Vorlesung verwendeten Vereinfachungen.
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2. März 2016 66/143
1. Bipolartransistor
7. Aufgaben
Aufgabe 5.4: Kaskodenschaltung
Gegene sei die nachfolgende Kaskodenschaltung:
1 Bestimmen Sie die Übertragungsfunktion,
2 Bestimmen Sie den erforderlichen Gleichanteil der
Eingangsspannung für eine Ausgangsspannung im Arbeitspunkt
von Ua.A ≈ 0,5 · UV .
3 bestimmen Sie den Eingangswiderstand, den
Ausgangswiderstand und die Spannungsverstärkung im
Arbeitspunkt
4 Bestimmen Sie den Klirrfaktor für eine Amplitude der
Ausgangsspannung von 100 mV.
5 bestimmen Sie die Bandbreite.
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2. März 2016 67/143
2. J- und MesFet
J- und MesFet
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2. März 2016 68/143
2. J- und MesFet
JFet und MesFet
Unipolare Transistoren, bei denen die Leitfähigkeit eines Kanals
durch die Breite einer Sperrschicht gesteuert wird:
beim JFet der Sperrschichtbreite eine pn-Übergangs und
beim MesFet der Sperrschitbreite eines Schottky-Übergangs.
n-Jfet
D
ID
ID
ID
G
S
p-Jfet
D
ID
Uth
ID
UGS
UGS Uth
UDS
ID
UDS
G
S
Selbstteiltend, d.h. ohne Steuerspannung an.
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S Source (Quelle∗ )
G Gate (Steueranschluss)
D Drain (Abfluss∗ )
∗
der beweglichen
Ladungsträger
2. März 2016 69/143
2. J- und MesFet
1. Aufbau und Funktion
Aufbau und Funktion
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 70/143
2. J- und MesFet
1. Aufbau und Funktion
Sperrschicht-Fet (Jfet und MesFet)
Sperrschicht- (J-) Fet
Mesfet
Gate
Gate
p
UGS
n
p
UGD
UGS
Drain
UDS
Source
Metal
n
UGD
Drain
Metal
UDS
Source
Steuerung der Sperrschichtbereite
Steuerung der Kanalbreite über die Breite einer Sperrschicht:
JFet (junction-fet) eines gesperrten pn-Übergangs
MesFet (metal-semiconductor-fet) eines Schottky-Übergangs.
Der pn- bzw. Schottky-Übergang wird in Sperrichtung betrieben
(IG ≈ 0). Es gibt sie als P- und N-Kanaltypen und sie sind
selbstleitend, d.h. bei UGS = 0 eingeschaltet.
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2. März 2016 71/143
2. J- und MesFet
1. Aufbau und Funktion
Ersatzschaltung
UGD
CDS
G
p
UGS
n
p
D
IGD
UGD
D
UDS
RD
G
S
IDS
IGS
CGS
RS
UDS
S
UGS
Der Stromuss durch den Kanal wird durch eine gesteuerte Quelle
modelliert. Der pn- bzw. Shottky-Übergang zur Steuerung wird
durch die bereits behandelten Diodenstrom- und Diodenkapazitätsgleichungen beschrieben. Da immer im Sperrbereich
betrieben, können die Diodenströme und Diusionskapazitäten in
den Überschlägen
immer vernachlässigt werden.
·
G. Kemnitz
Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 72/143
2. J- und MesFet
1. Aufbau und Funktion
Steuerung der Kanalleitfähigkeit
Nach Foliensatz F3, Abschn. 1.5 nimmt die Breite der Sperrschicht
im Beispiel im schwach dotierten n-Kanal bei einem (apprupten)
pn-Übergang mit der Sperrspannung zu:
s
wn ≈
2 · ε · (UDiff − UGK )
;
ND · q
(ε Dielektrizitätskonstante; q Elementarladung; ND Dona- tor
dichte; UDiff Diusionsspannung; UGK Spannung zwischen Gate
und Kanal). Bei einem Kanalstrom sind die Gate-Kanal-Spannung
und die Kanalbreite ortsabhängig.
ohmscher Breich
G
p
spannungsfrei
G
p
S n
D
p
S n
Einschnürbereich
G
p
D S n
D
p
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
p
ausgeschaltet
G
p
S n
D
p
2. März 2016 73/143
2. J- und MesFet
ohmscher Breich
G
p
spannungsfrei
G
p
S n
D
p
S n
1. Aufbau und Funktion
Einschnürbereich
G
p
D S n
D
p
p
ausgeschaltet
G
p
S n
D
p
Im ohmschen Bereich reicht der eingeschaltete Kanal bis zum
Drain.
Im Einschnürrbereich ieÿt ein Kanalstrom, aber der
eingeschaltete Kanal endet wegen der durch den
Spannungsabfall im Kanal abnehmenden
Gate-Kanal-Sperrspannung kurz vor dem Drain.
Im ausgeschalteten Zustand ist der Kanal bereits ab Source
ausgeschaltet, so dass kein Strom ieÿt.
Der Source ist die Quelle der Ladungsträger, die in den Kanal
ieÿen und der Drain der Abuss. Zuordnung entsprechend
Spannungspolarität.
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2. März 2016 74/143
2. J- und MesFet
2. Spiece-Modell
Spiece-Modell
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2. März 2016 75/143
2. J- und MesFet
2. Spiece-Modell
Modellgleichung für den Drain-Stroms
UGD
CDS
Die im Simulator verwendete Gleichung für den Drainstrom ähnelt
der eine MOS-Transistors mit der
Steiheit K = 2 · β
Rd
IGD
G
IDS
IGS
CGS
D
UDS
Rs
S
UGS
ID
= Beta · (1 + Lambda · UDS )


0
2
· 2 · (UGS − Vto) · UDS − UDS


2
(UGS − Vto)
Sperrbereich
aktiver Bereich
Einschnürrbereich
(Beta Steilheit; Lambda Kanallängenmodulation; Vto Einschaltspannung; Rs und Rd Bahnwiderstände). Im Inversbetrieb
(UDS < 0) vertauschen Source und Drain ihre Funktion.
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2. März 2016 76/143
2. J- und MesFet
Spice
Bezeichnung
BF256A
J2n5486
-2,13 V
-3,9 V
mA
Beta
1,96 V
0,79mA
Lambda
16,9 m/V
10 m/V
Rd
141 mΩ
3,6 Ω
Rs
141 mΩ
3,4 Ω
Is
3,5·10−16 A 1,4·10−14 A
Cgs
2,1 pF
0,43 pF
Cgd
2,3 pF
0,43 pF
Pb
0,774
1,16
Kf
6E-18
Af
1
(BF256A für Hochfrequenzanwendungen; ; J2n5486 Modell mit
Parametern für das 1/f-Rauschen). Weitere Parameter siehe [scad3.pdf].
Vto
Einschaltspannung
Steilheit
Kanallängenparameter.
ohmscher Drainwid.
ohmscher Sourcewid.
pn-Sättigungsstrom
CGS bei UGS = 0
CGD bei UGD = 0
Diusionsspannung
Funkelrauschkoe.
Funkelrauschexp.
2. Spiece-Modell
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2
2. März 2016 77/143
2. J- und MesFet
2. Spiece-Modell
Kapazitäten
UGD
Die Sperrschichtkapazität zwischen
Gate und Kanal wird auf eine Kapazität
zwischen Gate und Source und Gate
und Drain aufgeteilt. Für UGS ≤ F c · P B
(unterhalb etwa der halben Diusionsspannung) nimmt sie wie folgt mit der
Gate-Source-Spannung ab:
CGS = Cgs · 1 −
UGS
PB
CDS
Rd
IGD
G
IDS
IGS
CGS
D
UDS
Rs
S
UGS
B
(PB Disionsspannung des pn-Übergangs; B vom Dotierprol
abhängiger Parameter; Cgs und Cgd Kapazitäten für Sperrspannung null. Für Überschläge werden im Weiteren die Kapazität durch
ihre Werte für Sperrspannung null angenähert. Die Gate- Ströme IGS ,
modelliert durch die Parameter Is (Sättigungsstrom) und N
(Emmisionskoezient) werden vernachlässigt.
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 78/143
2. J- und MesFet
3. Kleinsignalmodell
Kleinsignalmodell
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2. März 2016 79/143
2. J- und MesFet
3. Kleinsignalmodell
Statisches Kleinsignalmodell
In Verstärkern arbeiten JFets im Abschnürbereich:
ID = Beta · (1 + Lambda · UDS ) · (UGS − Vto)2
Ersatzschaltung
Normalbetrieb
G
D
UGS
G
S
Rd
lineare
Ersatzschaltung
D
G
uGS
f (UGS )
Rs
S · uGS
S
D
iD
rDS
S
Eingangswiderstand: sehr groÿ (rGS → ∞)
√
∂ID Steilheit: S = ∂U
≈ 2 · Beta · ID.A
GS A
1
DS Ausgangswiderstand: rDS = ∂U
∂ID ≈ Lambda·ID.A
A
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2. März 2016 80/143
2. J- und MesFet
3. Kleinsignalmodell
Ergänzung der Kapazitäten
D
iD
CGD
G
uGS
Für Überschläge: √
Steilheit: S ≈ 2 · Beta · ID.A
1
Ausgangswiderstand: rDS ≈ Lambda·I
D.A
Gate-Source-Kapazität: CGS ≈ Cgs
Gate-Drain-Kapazität: CGD ≈ Cgd
S · uGS
CGS
rDS
S
Spice
Bezeichnung
BF256A
J2n5486
Beta
Steilheit
Kanallängenparameter.
CGS bei UGS = 0
CGD bei UGD = 0
1,96 mA
V
16,9 m/V
2,1 pF
2,3 pF
0,79mA
10 m/V
0,43 pF
0,43 pF
Lambda
Cgs
Cgd
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2
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2. J- und MesFet
4. Grundschaltungen
Grundschaltungen
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2. März 2016 82/143
2. J- und MesFet
4. Grundschaltungen
Grundschaltungen
Source-Schaltungen mit unterschiedlicher Gegenkopplung
ohne
Strom
Spannung
UV
UV
UV
RD
RD
RD
Ue
Ua
Ue
Drain-Schaltung
UV
Ua
RS
R1
R2
Ua
Ue
Gate-Schaltung
UV
RD
Ue
RS U a Ue
Ua
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2. März 2016 83/143
2. J- und MesFet
4. Grundschaltungen
Source-Schaltung
UV
RD
Drain-Schaltung
Ue
Ue
Ua
Gate-Schaltung
UV
Ua
UV
RD
Ue
Ua
Die Grundschaltungen verhalten sich ähnlich wie bei
Bipolartransistoren, nur dass der Eingangswiderstand für
Gleichspannung praktisch eine Unterbrechung ist:
Source-Schaltung: Trennverstärker, Spannungsverst. 1.
Drain-Schaltung: Trennvertärker, Spannungsverst. ≈ 1.
Gate-Schaltung: Spannungsverstärkung 1. Stromverstärkung
≈ 1. Groÿe Bandbreite.
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2. März 2016 84/143
2. J- und MesFet
4. Grundschaltungen
Source-Schaltung
Festlegung des Arbeitspunkts: Ue.A = −3, 55 V
Nichtlinear: kleine Signale oder Rückkopplung
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2. März 2016 85/143
2. J- und MesFet
4. Grundschaltungen
Transferfunktion und Frequenzgang
Simulationsergebnis mit .Tr:
Transfer_function:
vu = −11.5
ve#Input_impedance:
re = 7,44 · 1010 Ω ≈ ∞
output_impedance_at_V(a): ra = 19,6kΩ = RD k rDS )
Kleinsignalersatzschaltung mit Kapazitäten:
Rg
Ug
CGD
G
U GS
CGS
iD
S · U GS
D
rDS
RD
Ua
S
RD k rDS
Rg
Ug
1 kΩ
U GS
CGS + (1 + vu ) · C GD
≈ 0,4 pF+9,3 · 0,4 pF
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8,3·U g 19,6 kΩ
≈ CGD
≈ 0,4 pF
Ua
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2. J- und MesFet
RD k rDS
Rg
Ug
4. Grundschaltungen
1 kΩ
U GS
CGS + (1 + vu ) · C GD
≈ 0,4 pF+9,3 · 0,4 pF
8,3·U g 19,6 kΩ
≈ CGD
≈ 0,4 pF
Ua
Die Übertragungsfunktion der beiden über einen Trennverstärker
verketteter RC-Glieder ist:
Ua
Ue
≈
≈
≈
8,3
(1 + jω · Rg · (Cgs + (1 + vu ) · Cgd)) · (1 + jω · RD k rDS · Cgd)
8,3
(1 + jω · 4,12 ns) · (1 + jω · 6,64 ns)
8,3
j·f
1 + 38 MHz · 1 + 23j·f
MHz
Oenbar bestimmt im Beispiel das RC-Glied am Drain die obere
Übergangsfrequenz. Die Verstärkung ist etwa proportional zu RD .
Auf der nächsten Folie wird die Schaltung mit unterschiedlichen
Werten für RD simuliert.
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2. J- und MesFet
RD
vu
f0
5 kΩ
2,98
111 MHz
4. Grundschaltungen
10 kΩ
5,85
58,5 MHz
20 kΩ
11,47
29 MHz
Die Verstärkung nimmt mit RD ab und die Transitfrequenz zu.
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2. J- und MesFet
4. Grundschaltungen
Gate-Schaltung
Bei der Gate-Schaltung liegt das Gate wechselstrommäÿig auf
Masse. Keine Rückkopplungskapazität. Rg wirkt ähnlich wie ein
Stromgegenkopplung, die die Verstärkung mindert und die Kennlonie
linearisiert. Einschnürbereich 3 V ≤ Ue ≤ 3,8 V.
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2. März 2016 89/143
2. J- und MesFet
4. Grundschaltungen
Simulationsergebnis mit .Tr im Arbeitspunkt Ue = 3,3 V:
Transfer_function:
vu = 8.3
ve#Input_impedance:
re = 2,4 kΩ
output_impedance_at_V(a): ra = 19,6 kΩ = RD k rDS )
Kleinsignalersatzschaltung mit Kapazitäten:
Rg
Ug
iD
rDS
S
U GS
CGS
S · U GS
D
CGD
RD
Ua
G
RD k rDS
Rg
Ug
1 kΩ
U GS
CGS
≈0,4 pF
≈
rDS
vu
vu · U g 19,6 kΩ
≈ CGD
≈ 0,4 pF
Ua
In der Basisschaltung tauschen praktisch CGD und rDS ihren Platz.
Das verringert Eingangswiderstand und Eingangskapazität und
vervielfacht die Übergangsfrequenz des ersten RC-Tiefpasses.
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2. J- und MesFet
4. Grundschaltungen
Mit der Steilheit und Cgd des Beispiel-JFets begrenzt der
Ausgangs-RC-Tiefpass die Übergangsfrequenz, die sich durch die
Vervielfachung der Übegangsfrequenz des Eingangs-RC-Tiefpasses
nicht erhöht.
Übergangsfrequenz 49 MHz (bei der Emitterschaltung mit demselben
RD waren es 29 MHz).
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2. März 2016 91/143
2. J- und MesFet
5. Rauschen
Rauschen
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2. März 2016 92/143
2. J- und MesFet
5. Rauschen
Rauschen
JFets werden u.a. für rauscharme Verstärker eingesetzt. Für den
Beispiel-JFet sind auch die Parameter Kf und Af zur Beschreibung
des 1/f-Rauschens mit angegeben. Simulation mit .noise:
Integ-Anw. rechts für alle
Quellen
Die Beispielschaltung hat eine Verstärkung von knapp 10.
Rauschquellen
sind der Rg , der Transistor und RD .
·
G. Kemnitz
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2. März 2016 93/143
2. J- und MesFet
5. Rauschen
Die Abbildung zeigt die spektrale Rauschdichte am Ausgang und die
Rauschdichten der dominanten Quellen und die Rauschspannung im
Frequenzbereich von 1 Hz bis 100 MHz:
rg
Generatorwiderstand
j1
JFet J1 insgesamt
j1.sid ohmsches Rauschen des Kanals
j1.d
1/f-Rauschen
Rauschzahl:
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2. März 2016 94/143
2. J- und MesFet
5. Rauschen
Für hochohmige Quellen nimmt die Rauschleistung proportional mit
Rg zu. Die des Transistors bleibt, so dass die Rauschzahl sich
deutlich verbessert. Für niederohmische Quellen sind
Bipolartransistoren besser geeignet.
#
1/f-Rauschen bei Herabsetzen der unteren Grenzfrequenz.
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2. März 2016 95/143
2. J- und MesFet
6. Aufgaben
Aufgaben
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2. März 2016 96/143
2. J- und MesFet
6. Aufgaben
Spice-Parameter
Gegeben ist folgendes Modell für den einen Sperrschicht-Fet
BF256A:
.MODEL BF256A NJF
+VTO=-2.13 BETA=1E-3 LAMBDA=1.69E-2 RD=14 RS=14
+IS=3.5E-16 CGS=2.1pF CGD=2.3pF PB=0.77 B=1
Wie groÿ sind
1 die Einschaltspannung,
2 die Steilheit,
3 die Kapazität zwischen Gate und Drain bei einer
Gate-Drain-Spannung von -3 V und
4 der Drain-Strom bei einer Gate-Drain-Spannung von 0 V und
einer Source-Drain-Spannung von -5 V?
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2. J- und MesFet
6. Aufgaben
Verstärker, stationär
Schaltung mit BF256A Rs=1K, Rd=5k, UV=12V,
Gate-Ableitwiderstand 1M, Kapzitive Ankopplung
1 Welche Potentiale stellen sich an Gate, Source und Drain im
Arbeitspunkt ein?
2 Bestimmen Sie den Eingangswiderstand, den
Ausgangswiderstand und die Spannungsverstärkung (Hinweis:
Wenn man die Schaltung vor dem Eingang so durch eine Quelle
ersetzt, dass sich das stationäre Eingangspotential nicht ändert
(Abb. rechts), lassen sich die gesuchten Gröÿen mit der
Analyseart .tf bestimmen.).
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2. März 2016 98/143
2. J- und MesFet
6. Aufgaben
Verstärker, Übergangsfrequenzen
1
2
3
Abschätzen der unteren Übergangsfrequenz4 über die
Ersatzschaltung aus dem Eingangskondensator C , dem
Generatorwiderstand und dem Eingangswiderstand des
Verstärkers.
Nachbildung der Kleinsignalersatzschaltung durch eine Kette
aus zwei RC-Tiefpässen und Abschätzung der oberen
Übergangsfrequenz.
Kontrolle durch Simulation.
Die Übergangsfrequenz ist die für den Verstärkungsabfall 3 dB bzw.
Realteil gleich Imaginärteil.
4
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2. März 2016 99/143
3. MOSFET
MOSFET
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2. März 2016 100/143
3. MOSFET
1. Aufbau und Funktion
Aufbau und Funktion
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2. März 2016 101/143
3. MOSFET
1. Aufbau und Funktion
Feldeekt (NMOS-Transistor)
Gate-Isolator-Halbleiter ⇒ Plattenkondensator
negative Gateladung führt zu einer Ansammlung positiver
beweglicher Ladung unter dem Gate
Source-Kanal- und Drain-Kanal-Übergang gesperrt
G
S
UG < 0
n+
p-Substrat
0
ρ
D
n+
Akkumulationsschicht
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z (Tiefe)
ρ Ladungsdichte
2. März 2016 102/143
3. MOSFET
1. Aufbau und Funktion
Positive Gatespannung kleiner der Einschaltspannung
wegdriften der Löcher;
Anreicherung ortsfester Ladungen im Kanal
Kanal bleibt gesperrt
0
G
S
0 < UG < Uth
n+
p-Substrat
ρ
D
n+
Verarmungsschicht
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
z (Tiefe)
Aufladung mit ortsfesten Ionen
2. März 2016 103/143
3. MOSFET
1. Aufbau und Funktion
Positive Gatespannung gröÿer der Einschaltspannung
Source-Kanal-Übergang wechselt in den Durchlassbereich
der Kanal füllt sich mit beweglichen Elektronen
bewegliche Ladung im Kanal ∼ UGK − Uth
0
G
UG ≥ Uth
S
D
n+
n+
Verarmungsschicht
Inversionsschicht
p-Substrat
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ρ
z
2. März 2016 104/143
3. MOSFET
2. Spice-Modell
Spice-Modell
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2. März 2016 105/143
3. MOSFET
2. Spice-Modell
Einschaltspannung
Die Einschaltspannung eines MOS-Transistors :
Uth = Vto + Gamma ·
p
√
Phi − UBS − Phi
(UBS Bulk-Source-Spannung).
Param.
Vto
Gamma
Phi
Bezeichnung
Null-Schwellspannung
Substartsteuerfaktor
Inversionsspannung
n-Kanal p-Kanal
0,73
-0,75
0,73
0,56
0,76
0,73
V
√
V
V
(* selbst sperrende Transistoren für einen Beispiel-CMOS-Prozess)
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2. März 2016 106/143
3. MOSFET
2. Spice-Modell
Einzeltransistoren mit verbundem Source und Bulk:
Uth = Vto
Param.
Vto
Bezeichnung
Null-Schwellspannung
BSD215 IRF140
0,93
3,2
V
BSD215 n-Kanal Kleinsignal-Fet;
IRF140 n-Kanal-Leistungs-Fet
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2. März 2016 107/143
3. MOSFET
2. Spice-Modell
Stromgleichungen aktiver Bereich
UDS
RD
UGS
B
S
p+
n+
UV
G
Gate
ID
D
Kanal
n+
U (x)
p-Substrat
0
l
x
beweglichen Ladung im Kanal:
Ql (x) = Cl · (UGK (x) − Vto) = Cl · (UGS − Vto − U (x))
(x Weg vom Source zum Drain; Ql (x) beweglichen Ladung für
Wegstück dx; Cl Gate-Kanal-Kapazität für Wegstück dx ; U (x)
Gate-Kanal-Spannung an der Stelle x).
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2. März 2016 108/143
3. MOSFET
Der Drainstrom ist ein Driftstrom:
2. Spice-Modell
ID = Ql (x) · µ · Ex
(µ Beweglichkeit; Ex Feldstärke in Kanalrichtung; µ · Ex Geschwindigkeit der Ladungsträger).
Die Feldstärke in Stromussrichtung ist gleich der
Spannungsänderung entlang des Kanals:
Ey =
d U (x)
dx
Alle Gl. zusammen ergeben eine Dientialgleich
ID = Cl · µ · (UGS − Vto − U (x)) ·
d U (x)
dx
die durch Integration über dern Weg durch den Kanal gelöst
wird.
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2. März 2016 109/143
3. MOSFET
2. Spice-Modell
UDS
RD
UGS
B
S
p+
n+
UV
G
Gate
ID
D
Kanal
n+
U (x)
p-Substrat
U (x)
UDS
0
0
l
ID = Cl · µ · (UGS − Vto − U (x)) ·
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
x
d U (x)
dx
2. März 2016 110/143
3. MOSFET
2. Spice-Modell
ID = Cl · µ · (UGS − Vto − U (x)) ·
d U (x)
dx
Die Integration beider Gleichungsseiten über die gesamte
Kanallänge:
ID ·
Z
0
l
dy = Cl · µ ·
I D · L = Cl · µ ·
ID
Z
0
Z
L
(UGS − Vto − U (x)) ·
d U (x)
· dx
dx
ϕ(L)
ϕ(0)
(UGS − Vto − U (x)) · dU (x)
mit ϕ (0) = 0 und ϕ (L) = UDS
2 UDS
Cl · µ
· (UGS − Vto) · UDS −
=
L
2
(L Kanallänge) mit relativem Steilheitskoezient:
Kp =
Cl · µ
L
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2. März 2016 111/143
3. MOSFET
2. Spice-Modell
U2
ID = Kp · (UGS − Vto) · UDS − DS
2
Param.
Bezeichnung
Kp
relative Steilheitskoezient
.
Param.
Bezeichnung
Kp
relative Steilheitskoezient
Kanalweite
Kanallänge
W
L
n-Kanal
W
2
L ·69 µA/V
p-Kanal
W
2
L ·23,6 µA/V
BSD215
W
2
L ·20,8 µA/V
IRF140
540 µm
2 µm
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W
L
·20,6 µA/V2
0,97 m
2 µm
2. März 2016 112/143
3. MOSFET
2. Spice-Modell
Einschnürbereich
UGS > Uth
B
S
p+
n+
G
Gate
UV
ID
D
n+
p-Substrat
U (x)
RD
UGD < Uth
Abschnürpunkt
U (x)
UDS
Spannung über dem
Abschnürpunkt
Spannung über dem eingeschalteten Kanalstück
UGS − Uth
0
0
l
x
Das Kanalende ist ausgeschaltet
Die restliche Spannung UDS − UGS + Uth fällt über dem
eingeschnürten Kanalstück ab.
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2. März 2016 113/143
3. MOSFET
2. Spice-Modell
Die Länge des Einschnürbereichs regelt sich so ein, dass die
ankommenden Ladungsträger zum Drain abieÿen können.
Der ankommende Strom ID hängt nicht von der Spannung über
dem Einschnürpunkt ab.
Nicht mehr zunehmender ID der Gröÿe wie beim Übergang in
den Einschnürbereich UDS = UGS − Uth :
U2
= Kp (UGS − Uth ) · UDS − DS
2
für UDS = UGS − Uth
ID = Kp (UGS − Uth )2
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2. März 2016 114/143
3. MOSFET
2. Spice-Modell
Kanallängenmodulation und Early-Eekt
Bei steigende Drain-Source-Spannung Ausdehnung des
Einschnürrpunkts. Kanalverkürzung. Beobachtbares Verhalten:
AB aktiver Bereich
EB Einschnürrbereich
ID
AB
−UA = − λ1
EB
UDS
Korrektur nach Strahlensatz:
Param.
Lambda
ID (UDS ) = ID.bisher · (1 + Lambda · UDS )
Spice
Bezeichnung
Kanallängen-Modulationsparameter
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n-Kanal
p-Kanal
0,033 V−1 0,055 V−1
2. März 2016 115/143
3. MOSFET
2. Spice-Modell
Stromgleichung mit Early-Eekt
ID
= Kp · (1 + Lambda · UDS ) ·


0
2
· (UGS − Uth ) · UDS − U2DS

 (UGS −Uth )2
2
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Sperrbereich
aktiver Bereich
Einschnürrbereich
2. März 2016 116/143
3. MOSFET
Bahnwiderstände:
2. Spice-Modell
B
S
G
D
Rg
n+ Rs
p
p
Param.
Rg
Rs
Rd
Rb
Bezeichnung
Gate-Bahnwiderstand
Source-Bahnwiderstand
Drain-Bahnwiderstand∗
Bulk-Bahnwiderstand∗
(∗ von LT-Spice nicht genutzt)
Param.
Rsh
Bezeichnung
Drain-Source-Diusionsschichtwiderstand
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
Rd n+
+
Rb
BC547B BUV47
5,6 Ω
0,02 Ω 0,022 Ω
25 Ω
0,022 Ω
370 Ω
NMOS PMOS
25 Ω
45 Ω
2. März 2016 117/143
3. MOSFET
2. Spice-Modell
Sperrströme der Bulkdioden
Rd
ID.D
G
Rg
Rb
ID ID.S
Rs
UGS
D
B
S
Parameter für die Sperrströme der Bulk-Dioden:
Param.
Is
N
Bezeichnung
Sättigungssperrstrom
Bulk-Dioden
Emmisionskoezient der
Bulk-Dioden
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BSD215 IRF140
125 pA 1,3 pA
1
1
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3. MOSFET
2. Spice-Modell
Kapazitäten
p+
S
n+
G
D
n+
D
G
p+
p
CSB CGS CDB CGD
p+
n+
n
PMOS
B
UV
y PMOS-Transistor
UV
S
B
CGS
CSB
CGD
CDB
x
y
NMOS
NMOS-Transistor x
CSB CGS CDB CGD
CGD
CDB
CGS
CSB
Modellierung der Gate-Kapazität. Simulator teilt die
Gate-Kapazitäten hälftig in eine zum Source und zum Drain auf:
CGS = CGD = εSi ·
W·L
2 · tox
(L Kanallänge; W Kanalbreite; tox Oxiddicke). Beispiel
Kanaläche 1×1µm, Oxiddicke 25 nm, εSiO ≈ 33,6 pF
m:
2
CGS = CGD = 33,6
pF 1 µm · 1 µm
·
= 0,67 fF
m
2 · 25 nm
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 119/143
3. MOSFET
2. Spice-Modell
p+
S
n+
G
D
G
D
n+
p+
p
CSB CGS CDB CGD
p+
n+
n
CSB CGS CDB CGD
PMOS
B
UV
y PMOS-Transistor
UV
S
B
CGS
CSB
CGD
CDB
x
y
NMOS
NMOS-Transistor x
CGD
CDB
CGS
CSB
Kapazität zwischen Source/Drain und Substrat:
CSB
CDB
= Cjsw · Ps + Cj · As
= Cjsw · Pd + Cj · Ad
(Cjsw umfangbezogenen Kapazität; Ps Umfang des
Source-Gebiets; Cj ächenbezogene Kapazität; Ps Fläche des
Source-Gebiets; Pd Umfang des Drain-Gebiets; Pd Fläche des
Drain-Gebiets). Beispiel: Source-Umfang 4 µm; Source-Fläche 1 µm2 ,
pF
Cj = 360 µF
m , Cjsw = 250 m2 :
CSB = Cj = 250
pF
µF
· 4 µm+Ps + 360
· 1 µm2 = 1,36 fF
m
m
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2. März 2016 120/143
3. MOSFET
3. Digitale Grundschaltungen
Digitale Grundschaltungen
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 121/143
3. MOSFET
3. Digitale Grundschaltungen
CMOS-Inverter
Pull-douwn mit NMOS- und Pull-up mit PMOS-Transistor.
Strom ieÿt nur während der Schaltvorgänge.
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 122/143
3. MOSFET
3. Digitale Grundschaltungen
Zur Modellierung des Schaltverhalten Kapazitätsparameter ergänzen.
C1 = 10 fF entspricht ≈ Nachfolgegattern.
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2. März 2016 123/143
3. MOSFET
3. Digitale Grundschaltungen
NAND-Gatter
Durch die Stockung der NMOS-Transistoren und die halb so breiten
PMOS-Transistoren deutlich langsamer als der Inverter.
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3. MOSFET
3. Digitale Grundschaltungen
NOR-Gatter
Im Vergleich zum NAND-Gatter zuvor 4×so breite
PMOS-Transistoren, dadurch schneller.
# ·
G. Kemnitz
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3. MOSFET
3. Digitale Grundschaltungen
Simulation der Kennlinie eines NMOS-Transistors
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3. MOSFET
4. Latch-Up
Latch-Up
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3. MOSFET
4. Latch-Up
Parasitärer Tyristor und Latch-up
n-Kanal-Mosfet
B
S
p+
n+
p-Kanal-Mosfet
B
S
Rn
Rp
n+
p+
n
Die Schichtfolge npnp bildet eine Thyristor
Wenn einer der parasitären Bipolartransistoren einen kurzen
Basistrom bekommt, liefert er dem anderen Basisstrom, der
einschaltet und dem ersten Basisstrom liefert.
Wirkt wie ein Kurzschluss zwischen Versorgungsspannung und
Masse. Thermische Zerstörung des Bauteils.
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3. MOSFET
4. Latch-Up
Potentielle Quellen für Zündströme: Eingangs- und
Ausgangspotentiale < 0 oder > UV über Eingangsschutzdioden
oder die Bulkdioden am Ausgang.
Bei Gefahr von unzulässigen Eingangsspannungen
Reihenwiderstand ≈100 Ω zur Begrenzung des Stroms durch die
Schutzdioden.
UV
ue
UV
0
t
ue
Quellen für
Zündströme
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4. Leistungsschalter
Leistungsschalter
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4. Leistungsschalter
1. Thyristor
Thyristor
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4. Leistungsschalter
Schaltsymbol, Aufbau und Funktion
1. Thyristor
Anode (A)
Gate
(G) Kathode (K)
Gesteuerter Gleichrichter. Leitet wie ein
Gleichrichter den Strom nur in einer
Richtung, hat aber noch einen zusätzlichen Kntakt zum Einschalten
und eine höhere Flussspannung im Durchlassbereich.
Aufbau Teilung in zwei Transistoren
Aufbau und Funktion:
A
A
A
Vierschichtelement,
p
p
das wie zwei sich
n
n
n
gegenseitig haltenp
p
G
G p
G
de Bipolartransiston
n
ren wirkt.
K
K
K
Wenn nicht eingeschaltet und unterhalb des Durchbruchbereichs ist mindestens
einer der drei pn-Übergänge gesperrt.
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4. Leistungsschalter
Zünden und Selbsthaltung
1. Thyristor
A
A
p
Bei einer ausrichenden Spannung UAK
n
n
G p
p
in Vorwärtsrichtung bewirkt eine GateG
n
Spannung UGK > UF
eine Diusion von Elektronen von
K
K
der Kathode zum Gate-Gebiet,
die durch den Transistoreekt weiter in das nächste n-Gebiet
diundieren,
deren Potential absenken, damit eine Diusion von Löchern von
der Anode in dieses Gebiet ermöglichen,
die überwiegend in das Gate-Gebiet weiter diundieren,
dessen Potential erhöhen und dadurch
die Diusion der Elektronen von der Kathode zum Gate auch
ohne Gate-Strom aufrecht erhalten.
Zum Ausschalten ist die Diusion zu stoppen, in der Regel durch
Abschalten oder Umpolung der Spannung.
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4. Leistungsschalter
1. Thyristor
Simulation der Strom-Spannungsbeziehung
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4. Leistungsschalter
1. Thyristor
Phasenanschnittssteuerung
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4. Leistungsschalter
1. Thyristor
Thyristorarten und Eigenschaften
Netzthyristoren: Freiwerdezeiten >100 µA für
50 Hz-Anwendungen geeignet.
Frequenzthyristoren für schnellere Schaltzeiten.
GTO-Thyristoren (Gate Turn O): Asymmetrisch dotierte
Thyristoren, die mit einem negativen Gate-Impulse (typ. 30%
des geschalteten Stroms gelöscht werden können.
Foto-Thyristoren, die mit Licht gezündet werden.
Vierschichtdioden, d.h. Tyristoren ohne Gate-Anschluss, die bei
einer denierten Durchbruchspannung zünden.
Überspannungsschutz.
...
Es gibt Thyristoren, mit Sperrspannungen bis zu mehreren kV und
Schaltströmen bis zu mehreren kA, die praktisch als komplette
Waver ausgeführt sind.
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4. Leistungsschalter
2. Leistungs-MOSFets
Leistungs-MOSFets
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4. Leistungsschalter
2. Leistungs-MOSFets
Mosfets für hohe Spannungen
B
S
G
D
ID
D
UDrift
Poly-Si
p+
n−
n+
n+
G
p
gesteuerter Kanal
Driftstrecke
D’
RG
G’
UD′ S′
S’
RS
hohe Steilheit, kurze Kanallänge, geringe
S
Drain-Source-Spannung
Erhöhung der zulässigen UGSmax durch zusätzlichens niedrig
dotiertes Driftgebiet zwischen Kanal und Drain, über dem ein
Groÿteil der Drain-Source-Spannung abfällt.
Durchbruchspannung ∼ Länge des Driftgebiets
Im aktiven Bereich wirkt die Driftstrecke wie ein selbstleitender
Fet.
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4. Leistungsschalter
2. Leistungs-MOSFets
Mosfet für hohe Ströme und Spannungen
G
n+
p
S, B
G
n+ + n+
p
p
p
n+ + n+
p
p
p
n−
n+
D
gesteuerter Kanal
Driftstrecke
Bei Einzel-Mosfets platzsparende vertikale Anordnung
Kanal ist unter dem Gate
Die Driftstrecke geht nach unten.
als 3D-Struktur Kanalbreiten bis zu 1 m.
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4. Leistungsschalter
3. IGBT
IGBT
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4. Leistungsschalter
3. IGBT
Von Leitungs-MOSFet zum IGBT
gesteuerter Kanal
Driftstrom
Löcherdiffusion
5
G
n+
p
S, B
G
G
n+ + n+
p
p
p
n+ + n+
p
p
p
n−
n+
Driftzohne
n+
p
D
5
S, B
n+ + n+
p
p
p
G
n+ + n+
p
p
p
n−
p+
D (beim IGBT Kollektor)
Hohe Spannungsfestigkeit verlangt eine lange, niedrig dotierte
Driftzohne.
Mit der Länge und Dotierdichte nimmt die Leitfähigkeit der
Driftzohne ab.
Idee zur Verbesserung der Leitfähigkeit: Ersatz des
n+ −Drain-Gebiets durch einen p+ -Gebiet. Bewirkt im im
eingeschalteten Zustand eine Diusion von Löchern in das
Driftgebiet, die die Leitfähigkeit signikannt verbessern.
Preis: Zusätzliche Flussspannung. Ausschaltstromschleife.
Isulated Gate Bipolar Transistor.
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4. Leistungsschalter
3. IGBT
Schaltsymbol, Aufbau und Funktion
Gate (G)
Emitter (E)
Ersatzschaltung
Symbol
C
p+ n+
R1
n+
T2
p+
T2
R1
n−
Driftgebiet
G
G
E
T3
T1
p+
Kollektor (C)
C
R2
E
T1
T2
T3
Ri
MOS-Transistor
gewollter Bipolartrans.
parasitärer Transistor
Widerstand Driftgebiet
Auÿer dem gewollten Bipolartransistor zur Injektion von Löchern in
das Driftgebiet, gibt es einen weiteren Bipolartransistor, der mit dem ersten einen Thyristor bildet.
G. Kemnitz · Institut für Informatik, TU Clausthal (E2-F5)
2. März 2016 142/143
4. Leistungsschalter
3. IGBT
C
R1
T2
Bei einem zu hohen Spannungsabfall
T3
G
T1
über R2 zündet der IGBT als Thyrister
und ist dann nicht mehr über das Gate
E
ausschaltbar.
Flussspannung im eingeschalteten Zustand typ. 2,3 V. (Für
niedrige Betriebsspannungen deutlich ungünstiger als
Bipolartransistoren und Leistungs-MOSFet).
IGBT-Modul für 3,3 kV und 1,2 kA:
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