Valbonetti Tesi Dottorato 2013

Valbonetti Tesi Dottorato 2013
Alma Mater Studiorum – Università di Bologna
DOTTORATO DI RICERCA IN
MECCANICA E SCIENZE AVANZATE DELL'INGEGNERIA
Progetto n2
Ciclo XXV
Settore Concorsuale di afferenza:
09/C1 - MACCHINE E SISTEMI PER L’ENERGIA E L’AMBIENTE
Settore Scientifico disciplinare:
ING-IND/08 - MACCHINE A FLUIDO
Sviluppo di sistemi per l'analisi della combustione in
tempo reale per motori endotermici alternativi
Presentata da:
Ing. Manuel Valbonetti
Coordinatore Dottorato
Relatore
Chiar.mo Prof. Ing. Vincenzo Parenti Castelli
Dott. Ing. Enrico Corti
Correlatore
Dott. Ing. Luca Solieri
Esame finale anno 2013
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
[2]
Ing. Manuel Valbonetti
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É doveroso fare dei ringraziare alle persone che mi hanno sostenuto e mi sono state vicino. La mia
famiglia :mamma,papà e Andrea per essere sempre pronti e disponibili nel momento del bisogno.
I professori, Enrico Corti, Luca Solieri, Davide Moro, Fabrizio Ponti, Nicolò Cavina per avermi dato la
possibilità di percorre questa strada facendomi scoprire una realtà affascinante. Non da meno sono stati i
compagni di lavoro: Vittorio, Gabriele, Roberto e Matteo Rinaldi. Vi dico GRAZIE per avermi
sopportato e supportato. Insieme abbiamo lavorato e scherzato in modo splendido.
Ara o tocca a te,la parte più importante della mia vita, Erica.
rica Sei il mio punto di rifermento e con te
sto creando una famiglia (direi che ci stiamo riuscendo, anche se per ora scalcia solo nella pancia della
mamma). Grazie per tutto quello che hai fatto e per quello che farai.
[3]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
[4]
Ing. Manuel Valbonetti
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Indice
1.
Introduzione .....................................................................................................................7
2.
Analisi di fattibilità:stima di coppia a partire dal segnale di velocità ..............................9
2.1. Applicazione a combustioni non equispaziate..........................................................11
2.2. Applicabilità on-board della stima di coppia ............................................................29
3.
Realizzazione di un sistema imbarcabile per analisi in tempo reale ..............................37
3.1. Campionamento dei segnali ......................................................................................37
4.
3.1.1.
Trasduttori di misura della posizione angolare ..............................................37
3.1.2.
Trasduttori di pressione ..................................................................................41
La scelta della piattaforma hardware e software ............................................................51
4.1. L'ambiente di sviluppo ..............................................................................................51
4.2. Scelta della piattaforma hardware per applicazioni on-board ..................................57
5.
Analisi indicating Real-Time: implementazione di nuovi algoritmi .............................61
5.1. Il recupero della componente media del segnale di pressione .................................61
5.2. Il calcolo della pressione media indicata ..................................................................63
5.3. Il rilascio di calore:: g variabile .............................................................................63
5.4. Picco della pressione (nuovo algoritmo) ..................................................................67
5.5. TDC: determinazione del punto morto superiore geometrico ..................................70
6.
Validazione e test prestazionali ......................................................................................75
6.1. Validazione ...............................................................................................................75
6.2. Test termici ...............................................................................................................81
6.3. Test dinamici ............................................................................................................87
6.4. Pubblicazione dei dati Indicating su linea CAN ogni una o due combustioni .........88
7.
Up-grade a sistemi per sale prova: .................................................................................94
7.1. Introduzione alle analisi torsionali............................................................................97
8.
Introduzione di nuove funzionalità: calibrazione automatica ........................................98
8.1. Extremum seeking ....................................................................................................98
8.2. Esperienza di Donghoon Lee ....................................................................................99
8.3. Motore Virtuale ......................................................................................................109
8.4. Algoritmo di calibrazione .......................................................................................120
[5]
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8.5. Simulazioni algoritmo di calibrazione ....................................................................125
9.
Conclusioni...................................................................................................................145
Bibliografia .......................................................................................................................149
[6]
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1. Introduzione
L'ottimizzazione delle prestazioni dei motori endotermici alternativi manifesta una tendenza
verso una sempre maggiore complessità. L'introduzione della normativa antinquinamento
EURO VI richiederà una significativa riduzione degli inquinanti allo scarico, soprattutto per
i motori diesel. La maggiore criticità è rappresentata dalla riduzione degli NOx per i motori
Diesel da aggiungersi a quelle già in vigore con le precedenti normative. Inoltre vi è anche
l'introduzione di un limite sul numero di particelle emesso che limita le scelte di
progettazione dei nuovi propulsori perle case automobilistiche.
Il numero di sensori necessari per restare all'interno delle soglie fissate dalle norme
antinquinamento aumenta di anno in anno. I tempi di consegna sempre più stringenti
costringono le case automobilistiche e motociclistiche a raggruppare i vari test specifici nel
minor numero possibile aumentando il livello di complicazione.
Tipicamente la messa a punto di una nuova motorizzazione prevede una serie di test
specifici al banco prova. Il numero sempre maggiore di parametri di controllo della
combustione, sorti come conseguenza della maggior complessità meccanica del motore
stesso, causa un aumento esponenziale delle prove da eseguire per caratterizzare l'intero
sistema. Di conseguenza la mole di dati da analizzare diventa notevole e risulta difficile
ottenere dei risultati in tempi ragionevoli. Tutto questo è ottenuto senza percorrere
nemmeno un km su strada.
L'obiettivo di questo progetto di dottorato è quello di realizzare un sistema di analisi della
combustione in tempo reale in cui siano implementati diversi algoritmi non ancora presenti
nelle centraline moderne. Tutto questo facendo particolare attenzione alla scelta
dell'hardware su cui implementare gli algoritmi di analisi. Creando una piattaforma di Rapid
Control Prototyping (RCP) che sfrutti la maggior parte dei sensori presenti in vettura di
serie; che sia in grado di abbreviare i tempi e i costi della sperimentazione sui
motopropulsori, riducendo la necessità di effettuare analisi a posteriori, su dati
precedentemente acquisiti, a fronte di una maggior quantità di calcoli effettuati in tempo
reale. Tutto questo unito alla possibilità di avere un oggetto che può essere imbarcato in
vettura o su una motocicletta, permette di eseguire alcuni test che ancora oggi giorno sono
vincolati ad essere eseguiti solo in sala prova a causa molto spesso delle dimensioni dei
tradizionali sistemi di acquisizione ed elaborazione dati. Un esempio di tale procedura è il
monitoraggio del livello di detonazione e il conseguente taglio di anticipo da parte della
centralina (ECU) nel caso vengano superati i valori di soglia che possono mettere in
pericolo l'incolumità del propulsore durante una prova su strada.
La soluzione proposta garantisce l'aggiornabilità, la possibilità di mantenere al massimo
livello tecnologico la piattaforma di calcolo, allontanandone l'obsolescenza e i costi di
sostituzione. Questa proprietà si traduce nella necessità di mantenere la compatibilità tra
hardware e software di generazioni differenti, rendendo possibile la sostituzione di quei
componenti che limitano le prestazioni senza riprogettare il software.
[7]
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Alla base di tutto, la piattaforma di sviluppo deve soddisfare un altro requisito, più
importante di quelli sopracitati: la semplicità. Chi porterà avanti lo sviluppo in futuro, non è
uno specialista nella programmazione di sistemi informatici e nemmeno un esperto di
elettronica, pertanto l'ambiente di sviluppo deve consentire di mantenere a fuoco l'obiettivo
principale, ovvero l'analisi della combustione, senza distogliere troppe risorse in attività di
secondaria importanza, quali possono essere l'ottimizzazione del software o lo sviluppo di
hardware dedicato.
L'attività svolta ha portato alla realizzazione di un sistema integrato di analisi combustione
in tempo reale attualmente operativo nella sala prove dell'Università di Bologna sede di
Forlì.
Per dovere di sintesi, nella descrizione del lavoro svolto, si danno per scontate tutte quelle
nozioni di carattere generale sui motori a combustione interna e sulla combustione, mentre
saranno approfonditi gli argomenti più specifici affrontati.
[8]
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2. Analisi di fattibilità:stima di coppia a
partire dal segnale di velocità
L’idea di stimare la coppia indicata prodotta istantaneamente dal motore, sulla base della
misura di grandezze indirettamente legate alla coppia stessa, è stata presentata e sviluppata
da tempo ,[3][4][5][6][7][8]. La gestione ‘torque-based’ dei motori attuali, tuttavia, la rende
particolarmente utile, e la disponibilità sulle moderne centraline di controllo, di potenza di
calcolo sufficiente, consente di raffinare la stima. Nel progetto di dottorato si ha l’obiettivo
di implementare algoritmi di controllo avanzati su sistemi di Rapid Control Prototyping
(RCP) che consentano di sviluppare, perfezionare e calibrare gli algoritmi in questione,
mettendoli alla prova direttamente sui sistemi controllati (ovvero gestendo il motore
attraverso gli algoritmi sviluppati, e verificandone l’efficacia).
Per quanto concerne la stima di coppia, l’obiettivo è di arrivare a stimare non solo la coppia
indicata prodotta da ogni cilindro in ogni ciclo di funzionamento del motore, ma anche
individuare la fase di combustione, ovvero la posizione angolare in corrispondenza della
quale si raggiunge il completamento del 50% della combustione (MFB50).
L’algoritmo considerato, attraverso la definizione di un modello torsionale del sistema
motore-driveline di una vettura e a partire dalla sola misura della velocità istantanea
dell’albero motore, consente di stimare in tempo reale il valore medio della coppia indicata
erogata in un ciclo motore e la posizione angolare in cui risulta bruciato il 50% della massa
di combustibile complessivamente iniettato in un ciclo motore.
Per evitare di incappare nell’errore di sviluppare una soluzione adatta ad un solo
motopropulsore, la metodologia di stima della coppia e di MFB50 è stata applicata a diverse
tipologie di sistemi motore-driveline, al fine verificarne il carattere generale e la vasta
possibilità di applicazione ai sistemi in commercio.
All’interno delle unità di controllo delle moderne automobili sono già presenti metodologie
di stima della coppia indicata erogata dal motore, basate per lo più sull’utilizzo di mappe.
Tuttavia queste presentano dei limiti legati principalmente alla scarsa precisione della stima
o all’impossibilità di rendere la procedura adattativa nel tempo, in modo da tenere in
considerazione gli eventuali fenomeni di “invecchiamento” del sistema.
Per quanto riguarda la valutazione del baricentro della combustione (MFB50), questa
grandezza risulta estremamente importante nel controllo della combustione, dato che
fornisce informazioni sia sul posizionamento della combustione all’interno del ciclo, sia sul
tipo di combustione che ha luogo nel cilindro (permette, ad esempio, di distinguere una
combustione tradizionale da una di tipo HCCI).
Sia coppia indicata che MFB50 possono essere valutati a partire dalle misure di pressione
all’interno del cilindro. Tuttavia queste non hanno avuto finora una diffusione su larga scala
a causa di problemi legati all’affidabilità della misura e al costo. Il recente sviluppo di
sensori di pressione piezo-resistivi per applicazioni "on-board", sembra aver reso
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sufficientemente robuste le misure di pressione a bordo veicolo. Tuttavia, il livello di
accuratezza dei sensori piezo--resistivi è ancora abbastanza lontano da quello dei sensori
piezo-elettrici
elettrici utilizzati normalmente al banco prova. Inoltre, occorre considerare anche
l'aspetto relativo ai costi: anche se i sensori di pressione per applicazioni on-board
on
raggiungessero un livello di accuratezza vicino a quello dei sensori piezo-elettrici,
piezo
il loro
utilizzo genererebbe un significativo incremento del costo
costo complessivo del sistema di
controllo (in continuo aumento, specie per i motori Diesel, ma anche per i motori
motociclistici, a causa delle normative anti-inquinamento
anti inquinamento sempre più stringenti).
La metodologia considerata non richiede nessun costo hardware aggiuntivo, dato che è
basata sulla misura di velocità istantanea di rotazione dell’albero
albero motore, che può essere
effettuata con la stessa ruota fonica già presente a bordo veicolo per altri fini controllistici.
La metodologia di stima di coppia ed MFB50, il cui schema è riportato in Figura 2.1, è
composta di due fasi fondamentali. In primo luogo si valuta una determinata componente
armonica della coppia indicata (quella corrispondente all’ordine motore caratteristico del
motore in esame) a partire dalla misura della corrispondente armonica di velocità motore.
La correlazione che lega le corrispondenti armoniche di velocità motore e coppia indicata è
espressa mediante una funzione di trasferimento rappresentativa del comportamento
torsionale del sistema motore-driveline.
driveline.
La seconda fase della procedura di stima consiste nella valutazione di coppia indicata
(media sul ciclo) ed MFB50, che vengono determinati sfruttando le correlazioni esistenti,
rispettivamente, con il modulo e la fase
fase dell’armonica di coppia indicata presa in
considerazione.
Figura 2..1: Schema dell’algoritmo di stima coppia ed MFB50
.
La procedura ha carattere assolutamente generale, e può essere applicata anche a motori con
architetture diverse, ad accensione comandata e ad accensione per compressione. Per questa
ragione, la presente metodologia é stata applicata a diverse configurazioni motore-driveline,
motore
sia nel caso di motori con combustioni equi-spaziate,
equi
sia nel caso di motori con combustioni
non equi-spaziate.
[10]
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Verrà brevemente descritta la metodologia nel caso di combustioni non equispaziate
mostrando il legame esistente fra le armoniche di coppia indicata e le corrispondenti
armoniche di velocità motore, ed il modo in cui queste correlazioni possono essere utilizzate
per determinare un modello torsionale del sistema motore-driveline (esprimibile attraverso
una funzione di trasferimento). Una volta determinata la funzione di trasferimento
rappresentativa del comportamento torsionale del sistema, questa può essere utilizzata per
effettuare una stima in tempo reale della fluttuazione di coppia indicata a partire dalla
fluttuazione di velocità misurata.
In secondo luogo si riporta l’analisi delle correlazioni esistenti fra le armoniche di coppia
indicata media sul ciclo.
2.1. Applicazione
spaziate
a
combustioni
non
equi
Questa analisi è fatta sulle prove in cui sono stati testati diversi layout del sistema di
iniezione, per un motore bicilindrico di 1200cc, in particolare con fase 0 (si intende con
posizione di inizio iniezione in corrispondenza del TDC attivo) e lambda variabile.
Le prove sono chiamate:
STD, in riferimento a iniettore e corpo farfallato standard;
CONTINENTAL SPP_SPR, in riferimento a iniettore Continental e corpo farfallato
standard;
CONTINENTAL UT_SPR, in riferimento a iniettore Continental e corpo farfallato
modificato (allontanamento iniettore da valvola di aspirazione).
In particolare, per ogni configurazione è stata valutata la seguente prova:
Fase 0 e variazione del titolo partendo da lambda 0.90 verso lambda magri fino a condizione
limite di funzionamento; questi test sono effettuati con controllo in open loop (temperatura
acqua 55°);
Partendo dal segnale di velocità motore è necessario, per determinare la coppia media
indicata, individuare la funzione di trasferimento del sistema che lega, nel dominio delle
frequenze, l’armonica di velocità motore con l’armonica di coppia indicata, nonché la
relazione tra la coppia media indicata e l’armonica di coppia indicata. Per armonica si
intende quella sinusoide che possiede una frequenza multipla rispetto alla frequenza
fondamentale (di ciclo) del segnale riferimento.
Come già evidenziato, il primo passo consiste nella valutazione della ampiezza della
armonica motore di interesse utilizzando un pick-up magnetico affacciato ai denti di una
ruota fonica alloggiata sull’albero motore o un qualsiasi altro sensore in grado di dare un
riferimento angolare.
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Il secondo passo consiste nello sviluppare un modello torsionale del comportamento
motore-carico resistente per stimare le fluttuazioni di coppia.
Infine, l’ultimo passo consiste nello sviluppo di un modello che descrive la relazione tra
l’ampiezza dell’armonica di coppia e il valore medio della coppia indicata sul ciclo prodotta
dal motore.
Per poter stimare l’ampiezza dell’armonica di coppia indicata di interesse sarebbe
necessario conoscere il modello torsionale che descrive il sistema motore-driveline: in
questa fase dello studio (analisi di fattibilità) si può evitare di approfondire l’aspetto del
comportamento torsionale, che richiederebbe la stima dei valori di rigidezze e smorzamenti
di tutta la driveline.
Per semplificare il modello è necessario formulare una ipotesi: supponiamo che nel range di
frequenze di interesse cada una sola risonanza del sistema. Come già detto in precedenza, è
verosimile che non vi siano risonanze dell’albero motore nel range di interesse, mentre
rimane da verificare l’ipotesi che vi sia una sola risonanza della driveline. Tale ipotesi sarà
verificata non appena saranno disponibili dati relativi a tutto il range (rpm, carico) di
funzionamento del motore, con prove effettuate su veicolo. Supposta valida questa ipotesi, è
possibile rappresentare il comportamento torsionale di partenza con un modello
semplificato costituito da 2 inerzie collegate da una molla e da uno smorzatore.
Le masse in moto alterno, Meq, sono fondamentali per poter determinare la coppia di
inerzia alterna, che contribuisce, assieme alla coppia indicata, all’oscillazione di velocità
angolare. Si è visto dalla tesi di dottorato di Vittorio Ravaglioli [8],come sia possibile
prescindere dalla conoscenza di tali parametri, effettuando prove sperimentali ad hoc sul
veicolo. Le prove devono aver determinate caratteristiche: in particolare, è opportuno che
siano acquisite le pressioni nei cilindri, le pressioni in aspirazione e scarico, la velocità
motore su base encoder (oppure utilizzando un pick-up magnetico affacciato alla ruota
fonica), i segnali delle sonde UEGO, tutti acquisiti ad alta frequenza, e alcuni parametri
ECU, quali massa iniettata/tempi iniezione, apertura farfalla, anticipo accensione,
temperatura acqua, sonda lambda alla confluenza ecc. La campagna di prove deve poter
disporre di rampe di accelerazione e decelerazione (cut off) in condizione di frizione aperta
(in folle) e per tutte le marce, investigando tutto il campo di funzionamento del motore
(giri/carico). L’ideale sarebbe effettuare le prove su veicolo, al banco a rulli, per identificare
il comportamento del motore sul veicolo. Il modello torsionale può essere rappresentato
dalla funzione di risposta in frequenza del sistema, F(jω), che rappresenta il rapporto tra la
trasformata di Fourier della coppia indicata e la trasformata di Fourier della velocità
istantanea. La disponibilità di prove effettuate in condizioni di trascinato rende possibile la
determinazione della la F(jω) anche senza conoscere i valori delle masse in moto alterno. La
F(jω) è identificativa del sistema motore-driveline, quindi se l’obiettivo è stimare la coppia
anche in condizioni di minimo è necessario identificare due funzioni di trasferimento; una
con frizione aperta ed una con frizione chiusa (condizione di marcia). Questo perchè il
modello torsionale cambia a seconda che la frizione sia aperta o chiusa: in particolare ciò
che cambia è la driveline del sistema che riceve la coppia motrice. Inoltre, è opportuno
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precisare che l’algoritmo non è in grado di stimare la coppia se la frizione slitta in quanto
cambia la risposta del sistema.
I risultati che seguono si riferiscono invece ad un data base limitato di dati, relativo a prove
effettuate al banco, in condizioni di funzionamento prossime al regime di minimo,
particolarmente critiche per la metodologia proposta, data l’esiguità dei valori di coppia
erogata.
Prima di procedere con l’analisi dei risultati è opportuno fare una premessa. Dato che non è
possibile determinare con precisione la F(jω) (per questo, appunto, sarebbero necessari
ulteriori rilievi sperimentali), la coppia indicata è stata stimata attraverso una semplice
correlazione lineare tra l’ampiezza di un’armonica di velocità (quella con impatto più
significativo sulla corrispondente armonica di velocità) e l’ampiezza della corrispondente
armonica di coppia indicata. Si tratta di una semplificazione, corrispondente all’uso di una
funzione di risposta in frequenza con ampiezza non nulla solo su un’armonica, e con fase
nulla. Inoltre, il valore di ampiezza della F(jω) varierebbe al variare della velocità di
rotazione, mentre in questo caso viene considerato costante: questo non costituisce un
problema per le valutazioni odierne, dal momento che le prove sono effettuate a velocità
costante.
Una volta stimata l’armonica di coppia indicata, attraverso una regressione lineare si ottiene
il valore della coppia media indicata stimata. Questo non consente di calibrare l’algoritmo
definitivo, ma permette di valutare la fattibilità della ricostruzione di coppia su questo
motore.
E’ importante modificare nei dati acquisiti lo zero di inizio ciclo, per poter rappresentare su
un ciclo motore (0° 720°) solo una combustione per cilindro. Nella Figura 2.2 è
rappresentato l’andamento del segnale di velocità motore e l’andamento della pressione nei
cilindri in funzione dell’angolo di manovella con il punto di inizio ciclo coincidente con il
punto morto superiore (pms) di incrocio del cilindro 1 e in Figura 2.3 è rappresentato
l’andamento del segnale di velocità motore e l’andamento della pressione nei cilindri in
funzione dell’angolo di manovella con il punto di inizio ciclo modificato, collocato a 90°
dopo il pms di incrocio del cilindro 1.
[13]
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Figura 2.2:: andamento del segnale di velocità motore e della pressione nei cilindri in funzione dell’angolo di manovella; il
punto di inizio ciclo coincide con il pms di incrocio del cilindro 1
Figura 2.3:: andamento del segnale di velocità motore e della pressione nei cilindri in funzione dell’angolo di manovella; il
punto di inizio ciclo si trova 90° dopo il pms di incrocio del cilindro 1
A partire dall’andamento della pressione nei cilindri e dalla funzione del manovellismo è
possibile ricavare l’andamento istantaneo della coppia indicata prodotta dai due cilindri,
nella figura sottostante è mostrato l’andamento della coppia indicata istantanea.
[14]
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Figura 2.4:: Andamento della coppia istantanea in funzione dell’angolo di manovella.
Per poter capire quali armoniche della coppia indicata hanno il contenuto energetico
maggiore è utile valutare in funzione dell’intervallo angolare tra una combustone e l’altra,
come si dispongono nel piano di Gauss le armoniche di coppia di ogni cilindro. Sapendo che
la coppia motore, Tengi, è la somma per ogni cilindro, della differenza tra la coppia indicata
e la coppia di inerzia alterna:
T =∑ T
− M Tˆ
engi
m
(
indmi
eq rmi
)
Nel motore preso in esame lee combustioni non sono equi-spaziate
equi spaziate e che lo spazio angolare
che intercorre tra la combustione del cilindro 1 e il cilindro 2 è di 270° (3/2π)
(3/2 e 450° (5/2π)
tra il cilindro 2 ed il cilindro1; se consideriamo simile l’andamento della coppia di inerzia
alterna e della coppia indicata per ogni cilindro, le rappresentazioni di Fourier delle
armoniche di coppia dei singoli cilindri differiranno solo per la fase.
Tindmi = Tind1i e jiφm
Trmi = Tr1i e jiφm
La differenza di fase φm che c’è tra le componenti armoniche del cilindro 2 rispetto al
cilindro 1 è data dall’ordine di accensione oltre che dall’intervallo angolare che esiste tra
una combustione e l’altra, di seguito è riportata la differenza di fase per l’ordine 0.5 (ossia
per l’armonica 1):
[15]
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φ1 =0;
φ2 =3/4π (una distanza di 270°, ovvero 3/2π sull’albero motore corrisponde ad una distanza
angolare di 3/4π sull’albero a camme, il cui periodo di rotazione corrisponde a un ciclo
motore);
Se supponiamo che i cilindri producano la stessa coppia, possiamo rappresentare sul piano
di Gauss le componenti armoniche di coppia prodotte dai cilindri in funzione dell’ordine a
cui ci stiamo riferendo.
Il valore del modulo della componente armonica della coppia indicata complessiva dipende
da come sono sfasate le armoniche di coppia dei singoli cilindri. Nella Figura 2.5 è possibile
vedere come, in corrispondenza dell’ordine 2 (armonica 4) il valore della componente
armonica della coppia motore sia nulla, proprio perché le armoniche di coppia dei cilindri
sono in opposizione di fase. Mentre per tutti gli altri valori il modulo ha un valore maggiore
di zero. L’unico ordine in cui le armoniche di coppia dei due cilindri hanno la stessa fase è
l’ordine 4 (armonica 8): purtroppo, essendo una armonica molto alta, è probabile che il suo
contenuto energetico sia molto basso e quindi non utilizzabile ai fini della stima di coppia.
ORD=0.5
i=1
ORD=1
i=2
Cyl 1
ORD=1. 5
i=3
ORD=2
i=4
Cyl 1
Cyl 1
Cyl 1
Cyl 2
Cyl 2
Cyl 2
Cyl 2
ORD=2.5
i=5
Cyl 1
ORD=3
i=6
ORD=3.5
i=7
Cyl 1
ORD=4
i=8
Cyl 1
Cyl 2
Cyl 2
Cyl 2
Cyl 2
Figura 2.5: Piano di Gauss
[16]
Cyl 1
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Nella Figura 2.6 è rappresentato lo spettro della coppia indicata misurata da cui è possibile
verificare quanto appena detto. In particolare, sono molto alte le armoniche 2 e 3;
l’armonica 8 ha un valore del modulo trascurabile rispetto alle altre e l’armonica 4 tende a
zero. Il fatto che il modulo della armonica 4 non sia nullo sta a significare che i cilindri non
erogano la stessa coppia e, di conseguenza, il modulo di questa armonica assume un valore
diverso da zero (questa proprietà può essere interessante per
per valutare eventuali
sbilanciamenti della coppia prodotta dai due cilindri).
cilindri)
Figura 2.6:Andamento
Andamento del modulo delle armoniche di coppia indicata
Una
na volta noto l’andamento dello spettro della coppia indicata è importante investigare lo
spettro del segnale di velocità motore .
Si è messo a confronto l’andamento del segnale di velocità motore con l’andamento della
coppia indicata per le prove con fase 0 della configurazione Standard. In Figura 2.8 sono
visualizzati gli spettri dei medesimi segnali e si può notare come lo spettro del segnale di
velocità presenti una serie di differenze:
• armonica 1 molto alta rispetto alla stessa armonica del segnale di coppia indicata.
• armonica 2 con un contenuto energetico molto basso rispetto alle stessa armonica
del segnale di coppia indicata.
• armonica 3 che per alcuni cicli a un valore tendente a zero al contrario della stessa
armonica del segnale di coppia indicata.
• armonica 8 praticamente inesistente.
i
Infatti se si correlano i moduli delle armoniche, vedi Figura 2.9,, è possibile notare come
l’unica armonica che presenta una buona correlazione lineare sia l’armonica 3.
[17]
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Al momento, per i dati analizzati si può utilizzare,
zare, per l'effettuazione della stima di coppia,
l’armonica 3.
Figura 2.7:: andamento della velocità motore e della coppia indicata in funzione dell’angolo di manovella
Figura 2.8:rappresentazione
:rappresentazione dello spettro della velocità motore e della coppia indicata
[18]
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Figura 2.9:: correlazione tra le armoniche della velocità motore e della coppia indicata
Nella Figura 2.10 è mostrato l’andamento della armonica di coppia indicata misurata e
stimata in funzione della armonica 3 del segnale di velocità.
Figura 2.10: Correlazionee armonica 3 di velocità originale e armonica 3 di coppia indicata misurata e stimata
[19]
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Partendo dal valore stimato del modulo della armonica 3 della coppia indicata si ricava il
valore medio della coppia indicata sul ciclo attraverso una regressione lineare. Il metodo
utilizzato per stimare la coppia è il seguente:
Si costruisce una matrice [A], nx3
 1 Pman
12

[A ] =  M M
 1 Pman
n2

abs (CP3)13 

M

abs (CP3)n 3 

Dove:
abs(CP3) rappresenta l’ampiezza dell’armonica 3 di coppia indicata misurata;
Pman rappresenta la pressione media in aspirazione
n numero di cicli analizzati.
Si determina un vettore di 3 coefficienti, cp0cp3:
cp0cp3 = [A ] \ Ti
dove Ti è il valore della coppia media indicata sul ciclo, calcolata a partire dal segnale di
pressione.
Il valore della coppia stimata la si ottiene moltiplicando la matrice [A] (in cui l’ampiezza
dell’armonica 3 di coppia indicata misurata abs(CP3) è stata sostituita con quella stimata
abs(CP3_Est)) per il vettore cp0cp3:
Cp0 _ Est = [A ]• cp0cp3
Cp0_Est è il valore stimato della coppia indicata media sul ciclo motore.
Nella Figura 2.11 seguente viene mostrato l’andamento della coppia media indicata in
funzione della pressione media in aspirazione e del modulo della armonica 3 della coppia
indicata misurata.
La dipendenza dalla pressione di aspirazione viene introdotta per tenere conto del fatto che
la coppia ‘motoring’, ovvero quella che si ha anche senza combustione, dovuta alle sole
compressione e ri-espansione del fluido aspirato, dipende essenzialmente da tale fattore.
[20]
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Tesi del dottorato di ricerca
Figura 2.11:: andamento della coppia media indicata in funzione della pressione media in aspirazione e del modulo della
armonica 3 della coppia indicata.
Nelle figure successive sono mostrati gli andamenti della coppia media indicata e stimata in
funzione
zione della armonica 3 di coppia indicata utilizzando la relazione lineare esistente tra
ampiezza dell’armonica 3 di coppia e di velocità e l’andamento della coppia media indicata
misurata e stimata durante la prova (ovvero il risultato che si ottiene applicando
appl
la relazione
che lega l’ampiezza dell’armonica 3 di coppia di cui sopra, alla coppia media indicata e alla
pressione collettore).
Si può osservare che la ricostruzione è piuttosto fedele, al variare delle configurazioni
considerate: si consideri che in questa condizione, in cui la coppia indicata oscilla su valori
molto piccoli, gli errori percentuali di solito assumono valori molto elevati.
[21]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 2.12: confronto tra coppia indicata misurata e stimata in funzione dell’armonica 3 della coppia indicata, ottenuta
partendo dal segnale originale e utilizzando la correlazione lineare.
Di seguito sono mostrati gli andamenti di velocità, coppia e i risultati ottenuti dalle stime di
coppia per le prove ottenute con iniettore Continental SSP SPR e fase 0.
Figura 2.13:andamento
:andamento della velocità motore e della coppia indicata in funzione dell’angolo di manovella
[22]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 2.14: rappresentazione dello spettro della velocità motore e della coppia indicata
Figura 2.15: correlazione tra le armoniche della velocità motore e della coppia indicata
[23]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 2.16:: confronto tra coppia indicata misurata e stimata in funzione dell’armonica 3 della coppia indicata, ottenuta
partendo dal segnale originale e utilizzando la correlazione lineare.
ono mostrati gli andamenti di velocità, coppia e i risultati ottenuti dalle stime
st
di
Di seguito sono
coppia per le prove ottenute con iniettore Continental UT SPR e fase 0.
Figura 2.17:: andamento della velocità motore
motore e della coppia indicata in funzione dell’angolo dimanovella
[24]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 2.18:: rappresentazione dello spettro della velocità motore e della coppia indicata
Figura 2.19:: correlazione tra le armoniche della velocità motore e della coppia indicata
[25]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 2.20:: confronto tra coppia indicata misurata e stimata in funzione dell’armonica 3 della coppia
co
indicata, ottenuta
partendo dal segnale originale e utilizzando la correlazione lineare.
Nella tabella seguente per tutte le prove analizzate è rappresentato lo scarto quadratico
medio (Rmse, root means quare error) commesso nella stima dell’armonica 3 della coppia
indicata (Cp3)) e la coppia media indicata sul ciclo motore (Cp0).
(
Il valore medio della coppia indicata per queste prove varia da 3.5 a 4.5 Nm, quindi gli
errori sono percentualmente elevati: tuttavia, come si ricordava in precedenza, queste
ques sono
condizioni in cui ci si aspetta che l’errore percentuale sia particolarmente elevato (un
‘rumore’ di 0.5-11 Nm è da considerarsi normale).
In conclusione, i risultati sono da ritenersi validi, anche se lo strumento analitico impiegato
non è generalizzabile:
izzabile: quello che si può affermare senza tema di smentita è che i risultati
mostrano una buona riconoscibilità della ‘firma’ della coppia sulla velocità di rotazione,
tanto da consentire una buona ricostruzione, oltre al valore assoluto della coppia prodotta
pro
dai due cilindri, anche della sua deviazione standard.
Appurata l’applicabilità dell’algoritmo al motore in esame, il passo successivo dovrebbe
essere quello di impiegare uno strumento più complesso (Funzione di trasferimento
completa), messo a puntoo avendo a disposizione dati, possibilmente acquisiti a bordo
veicolo, relativi al campo di funzionamento complessivo.
[26]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
STANDARD
Segnale Non Filtrato
Correlazione
Rpm3-Cp3
Cp3 [Nm]
Cp0 [Nm]
Rmse
0.62
0.43
CONTINENTAL SSP SPR
Segnale Non Filtrato
Correlazione
Rpm3-Cp3
Cp3 [Nm]
Cp0 [Nm]
Rmse
1.17
0.91
CONTINENTAL UT SPR
Segnale Non Filtrato
Correlazione
Rpm3-Cp3
Cp3 [Nm]
Cp0 [Nm]
Rmse
1.22
0.92
Le figure seguenti mostrano come la metodologia, essendo in grado di stimare
correttamente in maniera puntuale la coppia indicata, permette anche una stima affidabile
della sua deviazione standard. Ciò può avere una certa rilevanza per l’implementazione di
strategie di diagnosi, per cui è necessario diagnosticare il deterioramento della stabilità di
combustione. Anche in applicazioni motociclistiche questa informazione può essere di
grande utilità, specie in parzializzato (o al minimo): a causa delle caratteristiche del
propulsore, infatti, la qualità della combustione può deteriorare, fino a portare a fenomeni di
backfire o allo spegnimento. La conoscenza della deviazione standard della coppia indicata
potrebbe essere utilizzata per compensare queste situazioni. Nei grafici seguenti si mostra,
per le tre configurazioni in esame(STD, Continental SSP SPR e Continental UT SPR), come
varia la deviazione standard della coppia indicata media sul ciclo al variare di lambda.
[27]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 2.21:: andamento della deviazione standard della coppia misurata e stimata in funzione di lambda
Figura 2.22:: andamento della deviazione standard della coppia misurata e stimata in funzione di lambda
[28]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 2.23: andamento
to della deviazione standard della coppia misurata e stimata in funzione di lambda
2.2. Applicabilità on-board
on
della stima di coppia
Per poter arrivare all’applicazione on-board
on board (anche con una centralina di Rapid Control
Prototyping), è necessario rinunciare
rinunciare ad alcune ‘semplificazioni’ su cui erano basate le
precedenti analisi effettuate off-line.
off line. Il solo segnale da utilizzare a bordo deve essere il
segnale di ruota fonica. Nelle
elle applicazioni tradizionali le ruote foniche sono caratterizzate
da un numero di denti che va 20 a 60,
60 spesso con due denti mancanti, quasi sempre montata
sull’albero motore (raramente sull'albero a camme).
Questa analisi è stata fatta su un motore bicilindrico su prove al minimo chiamate
CONTINENTAL UT_SPR, che identificano iniettore Continental e corpo farfallato
modificato (allontanamento iniettore da valvola di aspirazione). In particolare, è stata
analizzata la prova in cui si è mantenuta la fase di iniezione costante e si è variato il titolo,
partendo da lambda 0.90 verso lambda magri
magri fino a condizione limite di funzionamento.
La ruota fonica in esame è una 48-2
48 2 denti, purtroppo non si ha a disposizione il segnale
originale della ruota fonica campionato ad alta frequenza e, per poter effettuare comunque
quest’analisi, si è deciso di simulare il segnale della ruota fonica partendo dal segnale di
velocità motore encoder, 720 tacche per giro motore. Partendo da questo segnale, per
simulare la ruota fonica, è stato fatto un sotto-campionamento
sotto campionamento di un fattore 15 (15° di
[29]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
risoluzione, corrispondenti a 48 tacche/ciclo). In Figura 2.24 è mostrato il confronto tra
l’andamento della velocità motore in un ciclo del segnale encoder (blu) e l’andamento della
velocità della ruota fonica simulata (rosso).
A partire da questi due andamenti di seguito sono mostrati i risultati ottenuti stimando la
coppia indicata attraverso la correlazione lineare già utilizzata impiegando i dati encoder.
Di seguito, per entrambi i segnali di velocità sono mostrati:
• Confronto andamento
ndamento di velocità motore e coppia indicata istantanea;
• Confronto del modulo delle armoniche (3) di velocità motore e di coppia indicata
istantanea;
• Correlazione tra il modulo delle armoniche di velocità e di coppia indicata;
• Correlazione tra il modulo delle
d
armoniche (3) di velocità e dell’armonica (3) della
coppia indicata;
• Correlazione tra il modulo dell’armonica (3) della coppia indicata e la coppia
indicata media sul ciclo motore.
Figura 2.24: Confronto
onfronto andamento velocità encoder (blu) e ruota fonica simulata (rosso).
[30]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Risultati ottenuti partendo dal segnale encoder di velocità motore
Figura2.25: Andamento della velocità motore e della
della coppia indicata in funzione dell’angolo di manovella
Figura 2.26: rappresentazione dello spettro della velocità motore e della coppia indicata
[31]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 2.27: correlazione tra le armoniche della velocità motore e della coppia indicata
Figura 2.28: Correlazione armonica 3 di velocità originale e armonica 3 di coppia indicata misurata e stimata
stima
[32]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 2.29: Confronto tra coppia indicata misurata e stimata in funzione dell’armonica 3 della coppia indicata, ottenuta
partendo dal segnale originale e utilizzando la correlazione lineare.
ltati ottenuti partendo dal segnale simulato di ruota fonica
Risultati
Figura 2.30: Andamento della velocità motore e della coppia indicata in funzione dell’angolo di manovella
[33]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 2.31: rappresentazione dello spettro della velocità motore e della coppia indicata
Figura 2.32:: correlazione tra le armoniche della velocità motore e della coppia indicata
indica
[34]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 2.33: Correlazione armonica 3 di velocità originale e armonica 3 di coppia indicata misurata e stimata
Figura 2.34: Confronto tra coppia
pia indicata misurata e stimata in funzione dell’armonica 3 della coppia indicata, ottenuta
partendo dal segnale originale e utilizzando la correlazione lineare.
[35]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Nella tabella seguente è rappresentato lo scarto quadratico medio (RMSE, Root Mean
Square Error) commesso nella stima dell’armonica 3 della coppia indicata (Cp3) e la coppia
media indicata sul ciclo motore (Cp0): l’incremento dell’errore è dovuto all’impiego di 48
tacche/ciclo invece delle 720 impiegate in precedenza. Tale errore però, è da considerarsi
trascurabile. Questo risultato era prevedibile, in quanto, avendo a disposizione 48 valori che
identificano l’andamento della velocità in un ciclo motore anziché 720, si perdono le
informazioni sulle armoniche superiori alle 23-esima, mentre sulle prime armoniche si
riescono ad avere delle ottime informazioni. Per la stima di coppia l’interesse è proprio
focalizzato sulle armoniche basse e questo rende possibile l’analisi utilizzando la stessa
ruota fonica che viene impiegata per individuare la velocità motore.
Il segnale proveniente dalla ruota fonica non sarà esattamente uguale a quello simulato
partendo dal segnale encoder, ma il contenuto in frequenza che possiede è molto simile e di
conseguenza l’errore che si commette è praticamente trascurabile.
In conclusione, l’algoritmo richiede semplicemente la valutazione della sequenza dei tempi
dente della ruota fonica, il calcolo della terza componente armonica della velocità di
rotazione, e la funzione di Risposta in Frequenza. La complessità è forse più spostata sulla
calibrazione che sull’uso in tempo reale del metodo. L’unico requisito di fondamentale
importanza è la disponibilità della sequenza dei tempi-dente al controllore che svolge i
calcoli: questo significa che la parte del sistema di controllo che gestisce il monitoraggio
della posizione angolare deve poter inviare periodicamente (ad esempio dopo ogni
combustione, oppure una volta al ciclo) la sequenza dei tempi-dente, in modo che il
controllore che applica l’algoritmo ne possa estrarre le componenti armoniche, valutando la
coppia indicata attraverso la funzione di risposta in frequenza.
CONTINENTAL UT SPR
Segnale Encoder
Correlazione
Rpm3-Cp3
Cp3 [Nm]
Cp0 [Nm]
Rmse
1.22
0.92
Segnale “Ruota Fonica”
Correlazione
Rpm3-Cp3
Cp3 [Nm]
Cp0 [Nm]
Rmse
1.24
0.94
[36]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
3. Realizzazione
di
un
sistema
imbarcabile per analisi in tempo reale
Per poter realizzare un sistema che funzioni in tempo reale in cui implementare diversi
algoritmi, per esempio quello si stima di coppia; è necessario partire dalla una piattaforma
in grado di calcolare i più comuni parametri indicating su cui integrare in nuovi algoritmi.
Prima di iniziare la progettazione di un sistema imbarcabile in tempo reale è necessario
conoscere i trasduttori che normalmente vengono utilizzati in ambito automotive e le
problematiche che insorgono campionando segnali derivanti da questi.
3.1. Campionamento dei segnali
3.1.1.Trasduttori di misura della posizione angolare
Il condizionamento dei segnali di posizione è necessario per renderne compatibile
l'acquisizione con sistemi digitali e dipende dal tipo di sensore usato. I più comuni sono
raggruppabili in tre categorie: ottici, a riluttanza variabile o ad effetto hall.
I sensori ottici: Un trasduttore per la misura della posizione ottico è composto da due parti,
un emettitore e un ricevitore. Un LED (Light Emitting Diode), tipicamente a luce infrarossa,
genera un fascio luminoso orientato verso il disco encoder, parallelamente al suo asse di
rotazione. Dalla parte opposta un fotodiodo converte in segnale elettrico la radiazione
infrarossa incidente. L'alternanza di fessure e materiale opaco, genera una corrente di
intensità variabile attraverso il fotodiodo, che un opportuno circuito elettronico converte in
un segnale in tensione a forma d'onda quadra in uscita dal trasduttore. Le caratteristiche
dinamiche del sensore dipendono dal tempo di reazione del LED e del fotodiodo,
tipicamente inferiori al µs. Questo ritardo non dipende dalle condizioni operative e può
essere considerato costante. Il trasduttore richiede alimentazione elettrica a bassa tensione e
la sua uscita è di tipo TTL (Transistor-Transistor Logic), pertanto è direttamente
interfacciabile con dispositivi di acquisizione digitale.
[37]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 3.1: Esempio di encoder ottico incrementale
I sensori magnetici a riluttanza variabile. Storicamente i sensori a riluttanza variabile,
abbreviato in VRS (VariableReluctance Sensor), sono stati i primi ad essere impiegati
dall'industria automobilistica e tuttora sono i più diffusi. Sono sensori passivi e quindi non
richiedono alimentazione esterna per funzionare. Come si vede nella Figura 3.2, sono
composti da un rotore e da uno statore. La parte rotorica, solidale all'albero motore, è
tipicamente una ruota fonica realizzata di materiale ferromagnetico. La parte statorica, il
sensore vero e proprio, è un magnete permanente a forma cilindrica, sulla cui parte
superiore, vicina alla ruota, poggia un nucleo di materiale ferromagnetico, circondato da un
avvolgimento elettrico che forma una bobina. Il movimento della ruota fonica, crea un
susseguirsi di denti e vani che si affacciano al sensore, che si traduce in una variazione di
traferro con conseguente variazione della permeabilità magnetica. La permeabilità
magnetica può essere espressa come funzione periodica di q, µ(q ), dove l'angolo q
rappresenta la posizione di un riferimento scelto sulla ruota rispetto alla mezzeria del polo
del sensore. La permeabilità diventa massima quando il sensore è affacciato a uno dei denti
e diventa minima quando si affaccia a un vano. La variazione di permeabilità comporta la
variazione della riluttanza del circuito magnetico, cui segue una variazione del flusso
magnetico F, secondo la relazione:
Φ=
ℜ
dove Fm è la forza magnetomotrice del magnete permanente e ℜ la riluttanza magnetica,
pertanto è a sua volta una funzione periodica di . Il segnale prodotto da un sensore VRS
è la tensione e(t) generata nell'avvolgimento dalla variazione del flusso concatenato globale
che, secondo la legge di Faraday, è esprimibile come:
=
=−
in cui indica il flusso concatenato ad ogni singola spira della bobina, pari alla somma del
flusso disperso e di quello che attraversa il traferro. I VRS sono progettati appositamente
per funzionare con ampi traferri consentendo di allentare le tolleranze di lavorazione.
L'equazione vista sopra mostra la dipendenza della tensione in uscita da
[38]
ma:
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
∝
∝
si deduce quindi che la tensione in uscita sarà funzione della velocità di rotazione. Non è
inusuale raggiungere tensioni picco-picco superiori ai 100V. Questa caratteristica rende
necessario l'utilizzo di sistemi di condizionamento del segnale per permetterne
l'acquisizione con un sistema digitale. Per quanto riguarda le caratteristiche dinamiche del
sensore, in particolare il ritardo, è stato necessario effettuare prove sperimentali, dato che
nessun costruttore fornisce tali informazioni nei datasheet. Questa verifica è molto semplice,
se si dispone di un encoder ottico da usare come riferimento. Supponendo noto il ritardo del
sensore ottico, che in genere è fornito a corredo (ed è comunque molto inferiore a quello dei
sensori magnetici), ed effettuando misure di posizione angolare a diversi regimi di
rotazione, è possibile misurare l'errore di posizione tra il sensore in esame e quello di
riferimento. Lo sfasamento angolare è facilmente correlabile con il ritardo del sensore
tramite un fattore funzione solamente della velocità rotazionale:
∝
!
tipicamente i valori di d si dispongono su una retta a coefficiente angolare positivo, a
testimonianza della presenza di un ritardo temporale costante. I valori misurati con diverse
tipologie di sensori VRS, variano tra i 10 "s e i 40"s.
Figura 3.2: Sensore a riluttanza variabile (VRS)
I sensori ad effetto Hall. I dispositivi ad effetto Hall comunemente utilizzati come sensori
incrementali di posizione e velocità di un MCI sono del tipo rappresenta in Figura 3.4 Il
sensore è costituito da un magnete permanente, che porta fra i poli l'elemento sensibile,
disposto in prossimità di una ruota fonica, la cui rotazione modula il campo magnetico
sviluppato dallo stesso magnete. L'effetto Hall fu osservato per la prima volta da Eduard H.
Hall nel 1879. Secondo questo fenomeno le proprietà elettriche di alcuni materiali
dipendono dal campo magnetico al quale sono esposti. Si consideri a tal proposito una
lamina, composta da un conduttore, o da un semiconduttore, attraversata da una corrente, i,
[39]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
immersa in un campo magnetico, generato dalla induzione magnetica B, come rappresentato
in Figura 3.3.
Figura 3.3:Schematizzazione di un sensore ad effetto Hall
La lamina ha una larghezza D, uno spessore S, e un'altezza L; la corrente, i, che l'attraversa,
è generata da una forza elettromotrice # . Le cariche, q, attraversando il campo magnetico,
%&, con una velocità '%%%&,
$
# sono soggette alla forza di Lorenz:
%%%%&
%%%%&
%%%&
(= ) ∙ '
# ∧ $,
%%%%&
%&
Se i vettori '%%%&,
# e $ sono fra loro ortogonali, la forza ( , per la regola della mano destra, ha
la direzione dell'asse x (con riferimento alla figura) e il verso opposto, per cui le cariche
elettriche positive si addensano sulla faccia a della lamina, mentre quelle negative sulla
faccia b, come mostrato in figura. Questo addensamento di cariche sulle due facce opposte
genera all'interno della lamina un campo elettrico, %%%%&
-. , di intensità crescente, man mano che
le cariche elettriche si accumulano. Questo campo elettrico esercita su queste cariche una
forza, %%%%&
/ , che si oppone a quella prodotta dal campo magnetico. Il fenomeno
dell'addensamento delle cariche termina, quando l'intensità della forza elettrica uguaglia
quella magnetica, cioè
%%%%&
%%%%&
( = ( ⟹ ) ∙ -1 = ) ∙ '# ∙ $
Tenendo conto della relazione che lega la velocità, '%%%&
# , delle cariche alla mobilità, ", delle
cariche stesse:
'#
"=
-#
e delle relazioni che legano il campo elettrico alle dimensioni della lamina:
-# =
Si ottiene
3
= 4" ∙
#
2
-1 =
3
e6
∙ D9 ∙ $ = : ∙ $
L
[40]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
La costante, k, dipende dalla mobilità delle cariche elettriche e dato che questa grandezza è
molto maggiore nei semiconduttori, rispetto ai conduttori, nei sensori ad effetto Hall si
utilizzano semiconduttori. E' un sensore che necessita di alimentazione e che, per sua
intrinseca natura, si interfaccia molto bene con dispositivi elettronici. Il segnale in uscita
infatti, ha forma d'onda quadra con tensione compatibile TTL. Anche per questa tipologia di
sensori occorre caratterizzare il ritardo di trasmissione dell'informazione. La metodologia è
la stessa indicata nella sezione precedente. La tecnologia costruttiva di questi trasduttori in
genere consente prestazioni dinamiche migliori rispetto ai VRS, con ritardi che oscillano tra
i 5"s e i 30"s.
Figura 3.4:Sensore ad effetto hall
3.1.2.Trasduttori di pressione
La pressione nel cilindro è la grandezza più importante per l'analisi della combustione nei
MCI: la sua effettuazione deve prevedere, oltre al trasduttore di pressione, un trasduttore di
posizione angolare dell'albero motore, dato che gran parte delle valutazioni richiede la
conoscenza del valore di pressione nel dominio angolare. L’importanza della misura è però
accompagnata da numerose difficoltà nella sua corretta esecuzione, poiché numerose sono
le cause che possono portare all’insorgere di errori o di situazioni tali da far perdere il
significato ai valori misurati. Attualmente la catena di misura più diffusa e consolidata, in
pratica quella ritenuta affetta da meno errori, è quella costituita da un sensore piezoelettrico
e da un sensore di carica. Per la misura della pressione all’interno del cilindro si utilizza un
trasduttore piezoelettrico: esso è costituito da una membrana elastica a contatto, da una
parte, con il fluido di cui si vuole misurare la pressione e, dall’altra, con una piastrina di
materiale piezoelettrico, alla quale trasmette una forza data dalla pressione incognita
moltiplicata per l’area efficace (nota).
[41]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 3.5:Una piastrina piezoelettrica sottoposta ad una forza F si deforma e libare cariche elettriche
La piastrina, si comprime, liberando sulle sue superfici una quantità di cariche elettriche
direttamente proporzionale alla deformazione subita xi e, quindi alla pressione da misurare:
; = −:= ∙ > = −:? ∙ @
Dove il segno meno sta ad indicare il segno delle cariche liberate rispetto al verso della
pressione p.
Figura 3.6:trasduzione delle cariche liberate in tensione, ai capi di un condensatore sulle due lamine metalliche
La carica Q, raccolta dalle due lamine metalliche poste a contatto con le due facce della
piastrina, si trasforma in una tensione e0 ai capi del condensatore, formato dalle suddette
lamine, che ne costituiscono le armature. Detta Ca la capacità del condensatore così
costruito, è possibile scrivere:
:? ∙ @
;
=−
3 =
AB
AB
Dal punto di vista del funzionamento elettrico, il trasduttore, schematicamente raffigurato in
Figura 3.7, può essere rappresentato da un circuito composto da un generatore di corrente,
da una resistenza (Ra) e da un condensatore di capacità (Ca) tutti posti in parallelo tra di
loro:
Figura 3.7:modello elettrico del trasduttore di pressione
[42]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Generalmente la capacità Ca è dell’ordine di 103pF (1 pF = 10-12 F), mentre la resistenza Ra
è dell’ordine di 1011 Ω. La corrente elettrica generata nel tempo dalla variazione di
pressione p è:
;
@
CB =
= −:? ∙
Lo strumento così ottenuto è dotato delle caratteristiche tipiche dei sensori piezoelettrici,
come elevata frequenza naturale, ampio campo di linearità ed isteresi trascurabile. Uno degli
aspetti negativi che lo riguardano è però la sensibilità agli shock termici, dovuti alle elevate
temperature che si raggiungono, soprattutto agli alti carichi, in camera di combustione, alla
quale deve essere necessariamente connesso. Per effetto di tali shock termici, l’elemento
sensibile subisce delle deformazioni, che ne modificano la caratteristica della risposta; al
calare della temperatura della membrana, le deformazioni sono recuperate, ed il trasduttore
torna a rispondere secondo le modalità note: il risultato è però una notevole alterazione del
dato misurato per un certo numero di cicli (quelli ai carichi termici più alti e quelli ad essi
seguenti).
Figura 3.8:da sinistra, sensori di pressione raffreddato, non raffreddati e integrati
Fra i sensori offerti dalle case produttrici, quelli raffreddati ad acqua presentano
indubbiamente una minore influenza al fenomeno dello shock termico. Il montaggio di tali
sensori nella testa del cilindro, tuttavia, non è sempre facile, sia per i motivi di ingombro e
per la difficoltà nel determinare un adeguato posizionamento all’interno della camera.
D’altra parte, per i sensori non raffreddati, grazie al loro minore ingombro, presentano il
vantaggio di essere alloggiati all’interno di una candela o al posto delle candelette nei
motori ad accensione per compressione. Presentano comunque lo svantaggio di più elevate
distorsioni della misura. La tensione e0 in uscita dalla piastrina piezoelettrica è molto bassa,
e deve essere amplificata per essere utilizzabile nella misura della pressione p: a tal scopo
viene utilizzato un amplificatore di carica, collegato al trasduttore piezoelettrico, mediante
un cavo coassiale. L’amplificatore di carica, è sostanzialmente un amplificatore
[43]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
operazionale, contro reazionato da una capacità Cf e resistenza Rf. Nel caso di un
amplificatore operazionale ideale è possibile supporre che la tensione e- al morsetto
invertente abbia lo stesso valore di quella al morsetto non invertente, e+. Essendo poi
quest’ultimo collegato a terra, si avrà e+=e-=0.
Figura 3.9:schema del circuito che si ottiene collegando il trasduttore di pressione all'amplificatore di carica
Figura 3.10:Semplificazione del circuito mostrato nella figura precedente
Il circuito di Figura 3.9 può essere ridotto al circuito in Figura 3.10, semplicemente
determinando la resistenza e la capacità equivalenti. Considerando il comportamento
dell’amplificatore come ideale, si ha quindi che le correnti passanti attraverso la resistenza
Rt e la capacità Ct sono nulle, dal momento che le tensioni ai loro capi sono uguali. Di
conseguenza la corrente ia prodotta dal trasduttore piezoelettrico si presenta inalterata al
morsetto invertente dell’amplificatore di carica dove giunge anche la corrente if di
retroazione dallo strumento; per il principio di Kirchoff deve essere:
−CB
= CD
= CED
+ CGD
A questo punto per determinare l’equazione che descrive il funzionamento
dell’amplificatore di carica nel dominio dei tempi, è possibile scrivere che:
@
= −:? ∙
= −:? ∙ @
CB
3
=
1
∙ I C J ∙ J ⟹ CEK J = AD ∙ L3
AD 3 ED
3 = D ∙ CED
[44]
Ing. Manuel Valbonetti
Da cui risulta:
Tesi del dottorato di ricerca
:? ∙ @L
= AD ∙ 3L
+
3
D ?
L’amplificatore, schematicamente appena descritto è un elemento imprescindibile della
catena di misura, ma è anche la causa di alcuni importanti inconvenienti: esso non si limita
solo a fornire in uscita una tensione amplificata e proporzionale alla carica che la piastrina
piezoelettrica libera, ma provoca anche un filtraggio passa alto. In definitiva il valore medio,
insieme alle armoniche a più bassa frequenza del segnale di pressione, sono tagliate
dell’amplificatore. Per ritrovare la componente media esistono diversi metodi, fra cui:
L’utilizzo di un sensore supplementare posto all’interno del collettore di aspirazione
(pressure referencing);
Un metodo termodinamico (detto "metodo della politropica"), che permette di
utilizzare un solo sensore di pressione (affacciato alla camera del cilindro) e di
risalire alla componente media mediante due misurazioni opportune.
3.2.
Acquisizione tempo costante
Per determinare quale sia la minima frequenza di campionamento necessaria per ottenere
informazioni accurate occorre esaminarne singolarmente l'impatto su ogni famiglia di
grandezze: detonazione, PMI e rilascio di calore.
Le frequenze eccitate dalla detonazione sono strettamente correlate con le dimensioni e la
forma della camera di combustione e con il posizionamento del sensore di pressione. A
seconda delle diverse tipologie di motori, le frequenze di interesse sono generalmente
comprese tra i 5kHz e i 25kHz, considerando le prime due armoniche. Per acquisire
l'interezza dello spettro interessato dal fenomeno occorre quindi considerare una frequenza
minima pari al doppio della massima frequenza osservabile (Teorema di Nyquist-Shannon),
nell'ipotesi ideale che non esistano componenti nel segnale al di sopra dei 25kHz. Nella
realtà il segnale di pressione presenta componenti armoniche fino alla frequenza di
risonanza del sensore stesso, intorno ai 100kHz. Per evitare di incorrere negli effetti
dell'aliasing è preferibile campionare ad una frequenza superiore a quella di Nyquist avendo
cura di inserire nella catena di misura, a monte del campionamento, un filtro anti-aliasing.
Nello specifico, volendo salvaguardare le informazioni contenute al di sotto dei 25kHz e
considerando di avere a che fare con segnali e filtri reali è ipotizzabile effettuare un
filtraggio passa-basso intorno ai 30kHz e campionare a frequenza superiore a 60kHz (in
funzione della pendenza della curva di roll-off del filtro) il segnale di pressione. In questa
configurazione non sono da sottovalutare gli effetti del filtro in termini di ritardo e
sfasamento del segnale. Per quanto riguarda la PMI, sono presenti in letteratura, [9],
ricerche che dimostrano che, per valutarla correttamente, sono necessarie un numero di
rilevazioni della pressione sufficienti a ricostruire la seconda e quarta armonica di
[45]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
combustione. Per un motore a quattro cilindri in linea con combustioni equi-spaziate questo
si traduce nella necessità di effettuare il campionamento quattro volte al giro, ovvero ogni
90° di rotazione dell'albero di manovella, dato che la combustione eccita l'armonica numero
2. Tale requisito però risulta essere troppo stringente, perché la presenza di armoniche
superiori di ampiezza non nulla, porterebbe ad aliasing. Inoltre, è applicabile a curve di
pressione in cui non siano presenti né disturbi elettrici né disturbi dovuti a fenomeni d'onda
localizzati (e.g. oscillazioni di pressione dovute alla chiusura delle valvole). Dato che il
segnale di pressione verrebbe campionato poche volte al ciclo, l'inquinamento di uno solo
dei campioni avrebbe effetti macroscopici sul risultato. D'altro canto non è realistico
pensare di poter avere a disposizione un segnale esente da rumore. Anche in questo caso
risulta efficace filtrare il segnale per eliminare le componenti con frequenza superiore a
quelle caratteristiche di combustione. Considerando un motore con combustioni equispaziate, è possibile definire la frequenza di combustione come :
MNO
P
=
! 2T
∙
60
J
con n pari al numero di cilindri e J il numero di corse per ciclo. Per valutare la frequenza di
taglio del filtro, occorre considerare la necessità di conservare le informazioni relative a un
certo numero di armoniche superiori a quella base, fcomb. Considerando quindi come
obiettivo, la valutazione della PMI in un motore da competizione di categoria F1,
caratterizzato dall'avere 8 cilindri a V di 90° con un regime di rotazione massimo di
18000RPM, si ottiene
18000 16
∙
= 1200WXYZ
MNO P =
60
4
Volendo conservare le prime 4 armoniche di combustione, occorre impostare un filtro
passa-basso con frequenza di taglio di poco superiore ai 4800Hz a seconda
dell'attenuazione. In questo modo si eliminano effettivamente gran parte delle componenti
spurie dovute sia al rumore elettrico che alle oscillazioni di pressione e sarebbe quindi
applicabile la metodologia descritta all'inizio del paragrafo. Per la valutazione della curva di
rilascio di calore si possono fare considerazioni analoghe a quelle fatte per la PMI, per ciò
che riguarda il filtraggio passa-basso del segnale, tuttavia non è sufficiente effettuare poche
rilevazioni per ciclo. Questo perché occorre descrivere la curva di rilascio di calore con una
risoluzione angolare elevata. Dalla curva di rilascio di calore andranno ricavati indicatori,
come la posizione del 50% della frazione di massa bruciata, con precisione nell'ordine di
0.1°. Anche considerando la possibilità di interpolare la curva di rilascio di calore, è
comunque necessaria una risoluzione nell'ordine di un grado, valore adottato comunemente
per valutazioni su base encoder. Per valutare la frequenza minima di campionamento
derivante dalla suddetta ipotesi, occorre stabilire la velocità di rotazione del motore.
[46]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Prendendo come obiettivo ancora un motore tipo F1, la frequenza associata ad una
risoluzione angolare di un grado di albero di manovella è
MNO
P
=
! 360 18000
∙
=
∙ 360 = 108000 WXYZ
60 \ ]
60
Effettuando la sintesi dei requisiti per analisi detonazione, valutazione PMI e rilascio di
calore, occorre effettuare il campionamento almeno alla frequenza più alta richiesta da ogni
caso preso singolarmente. I valori erano: 60kHz per la detonazione, inferiori a 4800Hz per
la PMI e 108kHz per la determinazione della curva di rilascio di calore. Il valore minimo
necessario risulta essere quindi di poco superiore ai 100kHz, nell'ipotesi ambiziosa di dover
effettuare valutazioni su motori al massimo livello di prestazioni come quelli di F1. Per
motori meno estremi i requisiti diventano meno stringenti, soprattutto quello relativo al
rilascio di calore, direttamente collegato alla massima velocità di rotazione del motore. Il
valore della frequenza di campionamento va comunque armonizzato con la disponibilità di
hardware capace di soddisfare tale requisito. Per ragioni derivanti anche dalla disponibilità
di dispositivi di campionamento adeguati, si è scelto di adottare una frequenza di
acquisizione di 200kHz per il segnale di pressione in camera di combustione.
3.3.
Determinazione dei riferimenti angolari
Nel paragrafo precedente è stato affrontato il problema della determinazione della corretta
frequenza di campionamento del segnale di pressione, la conoscenza dell'andamento del
segnale di pressione nel tempo non è sufficiente a effettuare alcuna valutazione sulla
combustione, non essendo possibile determinare la posizione del segnale relativamente
all'albero motore. Ad esempio, per determinare il diagramma di indicatore occorre la
conoscenza di pressione e volume. Essendo il volume funzione solo della geometria e
dell'angolo di manovella, il problema diventa l'assegnazione della corretta posizione
angolare a ciascun campione. Per effettuare questa operazione occorre acquisire, con un
sensore opportuno, l'informazione sulla posizione angolare dell'albero a gomiti e metterla in
relazione con il segnale di pressione campionato a frequenza costante. Appare evidente il
carattere asincrono della determinazione della posizione angolare rispetto al campionamento
a periodo costante. La soluzione proposta si basa sulla misura precisa del ritardo temporale
tra ogni singolo campione e l'istante di passaggio di un certo numero di marcatori angolari
rispetto a un riferimento comune. Conoscendo la posizione dei riferimenti e la locazione
temporale di ogni campione compreso tra due riferimenti consecutivi, è possibile
determinare la posizione del singolo campione per interpolazione. Nella Figura 3.8 è
rappresentato un esempio di successione di riferimenti angolare e campioni di pressioni, nel
caso in cui come sensore di posizione angolare si usi una ruota fonica a 60 denti, tipica nel
mondo dell'auto. In blu sono indicati gli istanti di passaggio dei riferimenti angolari; in
[47]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
rosso i campioni di pressione acquisiti, in questo esempio, a 100kHz. Osservando nel
dettaglio l'intervallo tra due marcatori angolari successivi, si comprende come sia possibile
attribuire ad ogni campione una determinata posizione angolare. Esaminando la situazione
riportata in Figura 3.9, si può ricavare la posizione angolare del quarto campione dopo il
primo riferimento angolare mediante interpolazione. Nell'ipotesi di velocità angolare
costante tra due riferimenti successivi, la posizione angolare del campione i-esimo è
calcolabile come
a\C
= ^ O _` + ^ O _ − ^ O _` ∙
a]bc _
dove d e de rappresentano le posizioni angolari dei riferimenti in cui è contenuto il
campione i-esimo, Trit indica il tempo di ritardo tra il campionamento del campione iesimo e il passaggio del marcatore angolare precedente e DTsmot rappresenta l'intervallo
trascorso tra i riferimenti angolari precedente e successivo.
Figura 3.8: Successione di riferimenti angolari e di campioni di pressioni
[48]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 3.9: Determinazione della posizione dei singoli campioni
Occorre soffermarsi sull'impatto delle ipotesi che stanno alla base della metodologia
proposta. La prima è quella di considerare costante la velocità di rotazione nell'intervallo
compreso tra due riferimenti angolari. L'errore commesso sarà dipendente dal numero di
riferimenti angolari e dal livello di oscillazione del regime di rotazione del motore. Un altro
aspetto non meno importante è la necessità di conoscere con la migliore accuratezza
possibile il tempo di ritardo tra i campioni e i marcatori angolari. Su questo aspetto influisce
la risoluzione della base dei tempi usata che, essendo la piattaforma hardware di tipo
digitale, dipenderà dalla frequenza di clock usata dal timer. Inoltre, come accennato in
precedenza, la presenza di filtri nella catena di misura della pressione e la dinamica non
infinita del sensore di posizione angolare, rendono necessaria la caratterizzazione e la
compensazione dei ritardi derivanti dai sistemi di condizionamento del segnale.
3.4.
Algoritmo di compensazione
Avendo fin qui considerato e caratterizzato le varie cause dell'introduzione dei ritardi, è ora
possibile compensarli e annullare quindi gli effetti di tali sfasamenti sull'attribuzione della
corretta posizione angolare ai campioni di pressione. Facendo riferimento alla Figura 3.9,
vediamo come cambia l'algoritmo di assegnazione della posizione angolare. Nell'equazione
mostrata nella pagina seguente, si nota come la determinazione dell'angolo dipenda dalla
corretta identificazione del tempo di ritardo tra l'istante di acquisizione del campione iesimo e il riferimento angolare immediatamente precedente. La Figura 3.10 mostra come il
tempo di ritardo misurato sia diverso dal tempo di ritardo reale, a causa dei ritardi presenti
nella catena di misura. Occorre quindi poter determinare il tempo di ritardo vero. Con la
notazione della figura:
[49]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 3.10:Esempio di caratteristica ingresso-uscita di un filtro passa basso digitale
Figura 3.10:Effetto dei ritardi sui segnali acquisiti
Compensazione dei ritardi
a\C fGg/ = a\C
BN=
+ h!ia
. C
e l'espressione di pag50, si trasforma di conseguenza in:
=
^ O _`
+
^ O _
−
[50]
^ O _`
∙
\
a\C fGg/
a]bc _
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4. La scelta della piattaforma hardware e
software
4.1. L'ambiente di sviluppo
Prima di affrontare la stesura degli algoritmi di calcolo per implementare un sistema di
analisi combustione è stato ritenuto opportuno effettuare la scelta della piattaforma
hardware e software che avrebbe dovuto eseguire tali calcoli. Questo permette di sviluppare
gli algoritmi avendo già chiaro ciò che è possibile fare e ciò che non è consentito per via di
vincoli strutturali dipendenti dall'hardware. In questo modo è possibile ottimizzare gli
algoritmi per una specifica struttura di calcolo e ottenere sin da subito un buon livello di
prestazioni, anziché ragionare in termini generali e dover poi modificare profondamente il
codice per garantire i requisiti sulla piattaforma scelta. Queste considerazioni valgono
principalmente per l'hardware, tuttavia, dato che ogni sistema di calcolo dispone di
strumenti di sviluppo dedicati, si riflette anche sull'ambiente software. I requisiti principali
che l'hardware e il software debbono garantire sono i seguenti:
1) Capacità di eseguire calcoli di basso livello campione per campione,quindi a
frequenze molto più elevate di quella di combustione (≥100kHz);
2) Capacità di eseguire calcoli complessi con frequenza di ciclo;
3) Garantire l'esecuzione in tempo reale e il calcolo delle grandezze derivanti
dall'analisi della combustione entro il ciclo motore successivo a quello di calcolo;
4) Essere modulare ed espandibile;
5) Essere aggiornabile con l'evolversi della tecnologia mantenendo la compatibilità col
software preesistente;
6) Avere costi contenuti, sia come hardware che come strumenti di sviluppo;
7) Non richiedere conoscenze di programmazione di basso livello.
I requisiti sopracitati sono di carattere generale ma sono comunque difficili di soddisfare
tutti contemporaneamente. Tuttavia la conoscenza pregressa dei sistemi di acquisizione dati
e controllo di National Instruments ha facilitato la ricerca. I requisiti più difficili da
realizzare sono il primo e il terzo, ovvero di poter manipolare ciascun dato di pressione alla
frequenza di acquisizione e di produrre risultati in tempo utile per essere usati,
eventualmente, per retroazionare il sistema di controllo motore. Tali requisiti sono
strettamente collegati, in quanto impediscono di fatto la possibilità di eseguire i calcoli su
pacchetti di dati relativi a diversi cicli motore, ma impongono l'esecuzione ciclo per ciclo.
Una possibile soluzione sarebbe di usare dispositivi DSP (Digital Signal Processing),
tuttavia ciò sarebbe in conflitto con alcuni requisiti, in particolare il numero 7. I DSP infatti
[51]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
sono normalmente programmati con linguaggi di programmazione testuali come il "C" e
richiederebbero una conoscenza specifica del particolare dispositivo usato. La tecnologia dei
semiconduttori ha portato allo sviluppo di una nuova classe di dispositivi programmabili, gli
FPGA, acronimo di Field Programmable Gate Array. Il problema di questa soluzione è
ancora una volta il linguaggio di programmazione, il VHDL (Very High Speed Integrated
Circuits Hardware Description Language), che è di basso livello e di difficile
apprendimento. Da qualche anno National Instruments ha messo sul mercato una serie di
schede di acquisizione dati basate su FPGA, compatibili con il linguaggio di
programmazione LabView, un ambiente di sviluppo grafico ad alto livello che non richiede
conoscenze specifiche di linguaggi di programmazione testuali. La disponibilità di tale
classe di schede è stata determinante nella scelta di adottare hardware e software prodotti da
National Instruments. Per assolvere al meglio tutti i compiti ai vari livelli, campione per
campione, su base combustione e interfaccia operatore, si è scelta un'architettura
multilivello, composta da sistemi hardware specifici per ogni ambito. Come anticipato, al
più basso livello è presente hardware basato su FPGA, che si occupa di elaborare i dati man
mano che vengono acquisiti. Il livello intermedio, che deve produrre risultati ad ogni ciclo
motore, deterministicamente, è affidato ad hardware real-time, ovvero composto da un
microprocessore unito ad un sistema operativo certificato per esecuzione in tempo reale,
cioè in grado di garantire il completamento dei calcoli entro determinate finestre temporali.
L'ultimo livello, il più alto, dedicato all'elaborazione sulle statistiche e alla visualizzazione
dei risultati in modo grafico, ha necessità di svolgere una notevole mole di calcoli, senza
però avere scadenze temporali stringenti. Può quindi essere affidato ad un normale personal
computer, dotato di processori di ultima generazione e sistema operativo Microsoft
Windows. Nello schema in Figura 4.1 è visibile un altro livello, relativo all'interfacciamento
con il mondo esterno. Ad esso è connessa la parte RT, la comunicazione può avvenire sia
attraverso un'interfaccia Fast Ethernet sia su linea CAN scambiando tutte le informazioni di
cui necessita. I requisiti 4 e 5, fanno riferimento alla modularità e all'aggiornabilità del
sistema in funzione delle diverse esigenze. Queste caratteristiche, se implementate,
permettono di adottare sempre la miglior configurazione hardware per assolvere al tipo di
analisi richiesta. Si è infatti cercato di utilizzare una classe di dispositivi che permettano
facili aggiornamenti software senza necessità di adattamenti particolari. Visto e considerato
che il l'obiettivo è quello di realizzare un sistema che possa essere utilizzato in vettura o su
una motocicletta è stata fatta una scelta molto accurata del tipo di hardware National
Instruments da utilizzare.
[52]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 4.1: Schema dell'architettura hardware
Il sistema oltre a soddisfare i requisiti visti in precedenza deve garantire:
• Ingombri e pesi minimi;
• Comunicazioni con sistemi standard (ECU) ;
• Temperature di esercizio variabile (da -10°C a 100°C)
• Alimentazione da batteria 12V
National Instruments mette a disposizione 3 prodotti che possono soddisfare i primi 8
requisiti visti in precedenza. I dispositivi sono:
• La piattaforma PXI
• La piattaforma CompactRIO (cRIO)
• La piattaforma Single-Board RIO (sbRIO)
Figura 4.2: Esempio di sistema PXI
[53]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 4.3: Esempio di sistema Compact RIO
Figura 4.4: Esempio di sistema Single-Board RIO
Tutti i dispositivi soddisfano il requisito 4 relativo al tipo di alimentazione a 12V. Infatti è
fondamentale per un dispositivo di questo tipo poter funzionare utilizzando la tensione di
batteria, la stessa che utilizzano tutti i dispositivi presenti nelle automobili o nelle
motociclette. Anche il requisito 2, relativo alla possibilità di poter comunicare con hardware
non National Instruments attraverso protocolli di comunicazione standard, è soddisfatto da
tutti gli hardware National Instruments. Il punto numero 1 è il requisito più stringente da
soddisfare nel caso lo si voglia utilizzare on-board per esempio su una motocicletta. Il PXI
ha una struttura concettualmente simile a quella di un PC da tavolo, composto da uno
chassis, da una scheda madre che ospita il processore e da una serie di schede di espansione
di I/O. Tuttavia il PXI è uno standard industriale, caratterizzato da elevata robustezza e
tolleranza a condizioni ambientali estese, che lo rende più adatto all'ambiente di sala prova
visti i suoi ingombri (ad esempio per NI-PXI 1031DC :A177mm L257.1mm P212.8mm e
Peso di circa 5 kg senza schede di acquisizione) è stato scartato, anche se è il dispositivo che
possiede le maggiori capacità di calcolo. La piattaforma CompactRIO ha molte analogie
con il PXI, però in un fattore di forma assai ridotto e con standard di affidabilità ancora
maggiori. Infine la Single-BoardRIO possiede anch'essa molte analogie con gli altri
dispositivi ed è il dispositivo più compatto di National Instruments essendo però priva di
qualsiasi dispositivo di protezione. Tra il cRIO e la sbRIO la scelta è ricaduta su
quest'ultima per i seguenti motivi:
[54]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
• Possiede una porta per la comunicazione CAN integrata al contrario degli altri
dispositivi;
• Le capacità di calcolo tra i due dispositivi sono simili;
• Ingombri e pesi notevolmente differenti:
Caratteristiche
Altezza (mm)
Larghezza (mm)
Profondità (mm)
Peso (g)
cRIO
90
88
180
980
sbRIO
30
96
102
89
• Costi ridotti
• Permette all'utilizzatore di realizzare un case di contenimento in funzione delle
proprie esigenze in quanto priva di una scatola di protezione, al contrario del cRIO.
Di conseguenza il layout di collegamento del cablaggio è più ordinato con sbRIO
Questa scelta porta con se uno svantaggio ed un enorme vantaggio.
Lo svantaggio è quello di non poter utilizzare i moduli di acquisizione NI (ad esempio la
9401 per i canali digitali e la 9215 per i segnali analogici), moduli che verrebbero
normalmente utilizzati sulla piattaforma cRIO. Inoltre si hanno a disposizione solo canali
digitali per la comunicazione dell'FPGA con il mondo esterno.
Il vantaggio è di avere una porta CAN integrata nel processore RT; essere priva di
protezione, ed avere una FPGA che possiede fino a 96 canali digitali di I/O. Un numero
così alto di porte digitali dà la possibilità di considerare nuove soluzioni alternative per
l'acquisizione di segnali analogici che con il cRIO non possono essere prese in
considerazione.
Sia i un motori tradizionali che soddisfano le ultime normative antinquinamento che i
motori ancora in fase di sviluppo sono dotati di sensori digitali e di sensori analogici. Per
esempio, per poter effettuare analisi di combustione è necessario avere installato sul motore
dei trasduttori di pressione che restituiscono l'andamento nel tempo della pressione
all'interno della camera di combustione sotto forma di segnale analogico in tensione. Per
poter acquisire questi tipi di segnali è necessario integrare al sistema una scheda elettronica
di interfaccia che ha il compito di convertire i segnali analogici in digitali.
L'ultimo requisito citato all'inizio del paragrafo, il numero 7, è forse quello più importante ai
fini della possibile realizzazione del presente progetto. E' infatti necessario potersi
concentrare sullo sviluppo degli algoritmi senza doversi preoccupare troppo degli aspetti
tecnici della scrittura del codice. E' importante dedicare la maggior parte del tempo alla
ricerca nell'ambito dell'analisi combustione in tempo reale, piuttosto che alle modalità con
cui scrivere il codice da fare eseguire all'elaboratore. E' altresì importante poter lavorare in
un ambiente di sviluppo comune, in grado di gestire i livelli FPGA, RT e Host allo stesso
modo, piuttosto che dover apprendere l'uso di strumenti di sviluppo dedicati.
Fortunatamente l'ambiente LabView soddisfa in gran parte tali requisiti, rendendo possibile
la programmazione di alto livello di tutti i componenti hardware, con la stessa sintassi,
[55]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
seppur con alcune limitazioni. Come si vede nella Figura 4.5, le parti di codice relative ai
diversi livelli dell'applicazione, sono raggruppate all'interno di un "progetto". In questo
modo è possibile lavorare sugli algoritmi mantenendo sempre uno sguardo d'insieme e
correggendo eventuali incoerenze rapidamente.
Figura 4.5:Ambiente di sviluppo Labview
LabView è definito 'linguaggio di programmazione grafico', dato che non è necessario
scrivere linee di codice, salvo in casi molto particolari. Gli algoritmi sono implementati
come diagrammi costituiti da blocchi interconnessi. Ogni blocco rappresenta una funzione,
mentre le connessioni rappresentano il flusso delle informazioni. Ogni pezzo di codice è
chiamato VI (Virtuale Instrument) ed è costituito da due parti fondamentali:il pannello
frontale e il diagramma a blocchi.
Il pannello frontale, rappresenta l'interfaccia di quel particolare elemento di programma con
l'utente, oppure con altre parti del programma. Le informazioni sono rappresentate in modo
grafico con indicatori numerici, analogici, tabelle, grafici e altro. Il diagramma a blocchi
invece rappresenta il codice vero e proprio.
La parte interessante è che la stessa sintassi si applica indipendentemente dall'hardware su
cui il software dovrà essere eseguito. E' quindi necessario apprendere un solo strumento di
sviluppo per poter interagire in ambiente Windows, RT e FPGA. Alcune limitazioni sono
tuttavia presenti e dipendono dall'hardware di esecuzione. La più vincolante riguarda
l'ambito FPGA che è limitato all'esecuzione di calcoli in aritmetica intera o a virgola fissa.
[56]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
4.2. Scelta della piattaforma hardware per
applicazioni on-board
L'hardware scelto è la Single-Board RIO della National Instruments. Questo dispositivo ha
le seguenti caratteristiche:
Single-Board RIO 9606
Processore
Nonvolatilememory
System Memory
FPGA
Network
Embedded CAN
USB port
Number of Digital I/O Channels
Power Supply Voltage Range
Temperature Range
400MHz
512 MB
256 MB
Xilinx Spartan-6 LX 45
10BaseT and 100BaseT
NXP PCA 82C251T
2.0
96
9-30V
da-40°C a 85°C
Per poter acquisire i segnali analogici è stata creata una scheda di acquisizione che permette,
impiegando qualche porta digitale, di acquisire direttamente i segnali provenienti dai
sensori. Infatti, i segnali provenienti dai sensori posizionati sull'albero motore e a camme
vengono condizionati direttamente sulla scheda; i segnali provenienti dai sensori di
pressione piezo-elettrici devono passare attraverso l'opportuno amplificatore di carica prima
di essere dati input alle 8 porte analogiche. Oltre a questi segnali la scheda permette al
sistema di generare 4 output TTL: e di acquisire 2 input TTL. Di seguito è riportato il
progetto del circuito stampato.
Figura 4.6: Progetto CAD del circuiti stampato
[57]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Nella tabella sotto sono riassunte le caratteristiche hardware della piattaforma imbarcabile in
vettura:
Numero di canali analogici
Frequenza di acquisizione Simultaneous Sampling
Risoluzione ADC
Numero di input digitali [0-5V]
Numero di output digitali [0-5V]
Numero in input VRS/Hall
Frequenza di acquisizione o generazione
Canali digitali I/O FPGA [0-3.3V]
8
Da 10 a 200 kHz
18 bit
2
4
2
10 MHz
64
Una volta individuata la piattaforma e la scheda di interfaccia di input-output si è proceduto
con la realizzazione della scatola di contenimento. Le dimensioni di questo dispositivo
sono: h27x124.5x118. Le uniche connessioni con il mondo esterno avvengono attraverso
un cavo a 42 poli.
Figura 4.7: scatola di contenimento
[58]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 4.8 Prototipo definitivo
[59]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
[60]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
5. Analisi
indicating
Real-Time:
implementazione di nuovi algoritmi
5.1. Il recupero della componente media del
segnale di pressione
L'analisi della combustione che si è scelto di implementare è basata sul segnale di pressione
in camera di combustione, dato che possiede un elevato contenuto informativo. I sensori di
pressione tipicamente usati nell'ambito della ricerca sono di tipo piezo-elettrico e
necessitano di un amplificatore di carica per poter funzionare. Il segnale in uscita
dall'amplificatore ha la caratteristica di essere a media nulla, viene quindi perduta una parte
dell'informazione: il valore medio. La maggior parte delle metodologie di analisi
combustione sono basate sulla valutazione del ciclo indicato, pertanto è necessario
conoscere il valore assoluto della pressione in ogni punto del ciclo. Esistono diversi modi
per recuperare il valore medio del segnale di pressione; quelli sviluppati e implementati
sono i seguenti:
• pressure referencing a valor fisso,
• pressure referencing con MAP (Manifold Air Pressure)
Il metodo del pressure referencing a valore fisso consiste nell'imporre che la pressione
misurata dal sensore in un certo punto del ciclo assuma un valore predefinito. La base
teorica che supporta questo metodo è che in corrispondenza di una parte del ciclo sono
aperte le valvole, di aspirazione o di scarico. In quell'arco angolare la pressione in camera è
molto simile a quella dell'ambiente esterno, tipicamente pari a quella del collettore di
aspirazione. E' un metodo pratico, usato soprattutto nei motori aspirati, ma è
intrinsecamente approssimativo, in quanto il valore della pressione regnante all'esterno della
camera non è misurato ma è considerato costante pari a un valore stabilito a priori.
Solitamente si fissa come valore di riferimento la pressione di 1 bar alla fine della corsa di
aspirazione, ovvero 180° prima del PMS di combustione. Questa ipotesi è ragionevole in
caso di prove a pieno carico nei motori a benzina, oppure per motori diesel aspirati senza
ostruzioni nel condotto di aspirazione. Tuttavia porta a commettere un errore rilevante in
tutti gli altri casi, i.e. in condizioni di parzializzato nei motori con farfalla e in caso di
sovralimentazione. Esso è comunque usato perché è di semplice implementazione e non
richiede l'utilizzo di sensori aggiuntivi.
Il pressure referencing basato sul segnale di pressione collettore (MAP) è simile a quello
esposto nel paragrafo precedente, con la differenza che il valore di riferimento non è
imposto a priori ma è letto da un sensore di pressione posto nel collettore di aspirazione.
Questo permette di ridurre di molto l'incertezza sul valore assoluto assunto dalla pressione
in camera. Si suppone infatti che la pressione nel cilindro alla fine della corsa di aspirazione
[61]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
sia uguale a quella regnante nel plenum di aspirazione. La contro partita della miglior stima
del valore della pressione è la necessità di utilizzare un sensore di pressione aggiuntivo che
deve essere a sua volta campionato.
L'algoritmo che viene utilizzato necessità dell'impostazione di alcuni parametri. Infatti, è
necessario definire una finestra angolare sulla quale calcolare il valore medio del segnale
campionato e il valore costante di pressione a cui si vuole assegnare a quella zona.
Impostare una finestra angolare sufficientemente grande, ma non troppo, è importante nel
caso il segnale sia affetto, per esempio, da rumore di chiusura valvole. Generalmente si
imposta una finestra di 20 gradi in prossimità del punto morto inferiore in corrispondenza
della fase di chiusura della valvola di aspirazione.
I parametri che devono essere impostati sono:
Punto di partenza della finestra per il recupero della componente media
Punto di fine della finestra per il recupero della componente media
Valore di pressione a cui fare il recupero.
Abilitazione MAP da segnale esterno, canale analogico in cui è collegato
In funzione della velocità di rotazione del motore, dei denti della ruota fonica e della
frequenza di acquisizione, il numero di campioni tra due denti varia.
Per esempio, a 1000rpm, con una ruota a 20 denti e con frequenza di acquisizione di
200kHz il numero di campioni tra due denti è di 600.
A pari motore, ma con una velocità di rotazione notevolmente più alta, per esempio
18000rpm. Il numero di campioni tra due denti è di 33.
Questo esempio mette in evidenza come la risoluzione angolare del segnale acquisito in
funzione dell'angolo di manovella sia molto influenzata dal regime di rotazione del motore.
Per ovviare a questo problema l'algoritmo che esegue il recupero della componente media
tiene conto della velocità del motore e centra la finestra angolare impostata dall'utente in
funzione del regime, definendo il numero di campioni da utilizzare in modo tale che per
quel dato regime non sia superata la finestra angolare impostata.
Tutto l'algoritmo è stato implementato in ambiente FPGA utilizzando delle memorie in cui è
mappato il numero di campioni da utilizzare in funzione degli RPM.
Queste memorie vengono aggiornate ogni volta che l'utente cambia i parametri che
definiscono il recupero della componente media.
Nel caso si utilizzi il segnale di MAP anche su quest'ultimo viene eseguita la media sulla
finestra angolare selezionata e viene utilizzato il valore ottenuto per riportare il segnale di
pressione all'interno del cilindro al valore corretto.
[62]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
5.2. Il calcolo della pressione media indicata
Il primo passo dell'analisi di combustione vera e propria è la valutazione della pressione
media indicata (PMI). E' una grandezza molto usata in quanto permette facilmente di
confrontare le prestazioni di motori anche diversi tra loro. E' possibile mettere a confronto
due motori di diversa cilindrata, per esempio, per stabilire quale dei due sviluppi maggior
lavoro per unità di cilindrata. A differenza della PME (Pressione Media Effettiva), la PMI
rappresenta il lavoro specifico lordo, dato che non tiene conto delle perdite meccaniche
dovute principalmente agli attriti. È ricavabile numericamente valutando il lavoro indicato
del ciclo:
1
[email protected] l
!k =
l'
L'equazione appena descritta non è direttamente applicabile, ma deve essere tradotta nella
versione discreta, che tiene conto che la p (pressione all'interno della camera di
combustione) non è un segnale tempo continuo, ma discreto. La relazione cambia in:
!k =
1
l'
∆l
con N pari al numero di campioni nel ciclo. Essendo @ = @
e ricordando l'espressione
del volume ricavabile in funzione dell'angolo di manovella e dei parametri geometrici del
motore(alesaggio, corsa, lunghezza di biella e rapporto di compressione), è possibile
esprimere il ∆l come differenza tra i volumi valutati in corrispondenza degli angoli e
`
. In questo modo però la differenza ∆l risulta essere relativa alla posizione 4
op `opqr
e
−
9, non è quindi coerente con la posizione del termine di pressione. Il problema si
risolve applicando la regola di integrazione dei trapezi. La relazione precedente si trasforma
quindi nell'equivalente discreto
!k =
1
l'
4
@ −@`
9 ∙ l − l`
2
5.3. Il rilascio di calore:
g
variabile
Un altro indicatore di primaria importanza per valutare la qualità della combustione è la
curva di rilascio di calore. Esprime la modalità con cui viene sviluppata l'energia chimica
della combustione. Come sarà illustrato in seguito, dalla curva di rilascio di calore è
[63]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
possibile ricavare diversi indici derivati di grande importanza sia per la diagnosi che per la
calibrazione di un motore. A differenza del calcolo della PMI, la valutazione del calore
rilasciato dalla combustione può essere computazionalmente complessa. Occorre infatti
differenziare il rilascio di calore lordo, ovvero comprensivo delle perdite di calore con le
pareti, dal rilascio di calore netto, che non tiene conto degli scambi termici. L'espressione
del calore totale è la seguente
s; O = s;tu + s;vO^
La stima di s;vO^ , anche usando modelli semplificati, richiede la conoscenza della
temperatura dei gas e della temperatura di parete. Tali modelli sono difficilmente
implementabili in tempo reale. Anche la valutazione del calore netto racchiude delle
complessità inerenti al calcolo
s;tu = w
[email protected]
[email protected]
x l @ + w + 1x @ l
essendo cp e cv variabili con la temperatura e con la composizione dei gas, che variano
durante il processo di combustione. Anche in questo caso occorre fare delle semplificazioni
per rendere possibile il calcolo in tempo-reale del calore rilasciato, supponendo costante a
tratti il rapporto tra i calori specifici y durante la combustione. In particolare facendogli
assumere un valore in fase di compressione ed uno in fase di espansione.
1.37
Gamma1
Gamma2
1.36
1.35
1.34
Gamma [#]
1.33
1.32
1.31
1.3
1.29
1.28
1.27
1.26
1.25
0
90
180
270
360
450
Crank Angle [deg]
540
630
720
Figura 5.1: andamento di gamma all'interno del ciclo motore
Riscrivendo i termini in cp, cv e R, considerandoli costanti durante tutto il tratto angolare a
valvole chiuse, e differenziando in , si ottiene la nota espressione del tasso di rilascio di
calore netto
s;tu = w
y
1
xl @ + w
[email protected] l
y−1
y−1
[64]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Spesso è utile analizzare l'evoluzione del rilascio di calore in forma integrale. E' una curva
in funzione di che ad ognivalore associa l'integrale del calore rilasciato da inizio calcolo
fino a quel punto. In forma discreta si ottiene
;t
_
=
_
y
l − l`
xw
x @ −@`
2
y−1
1
@ −@`
x4
9 l − l` {
+w
2
y−1
y
l − l`
xw
x @ −@`
y −1
2
+w
1
@ −@`
x4
9 l − l` {
y −1
2
l − l`
ye
xw
x @ −@`
zw
ye − 1
2
+w
1
@ −@`
x4
9 l − l` {
ye − 1
2
zw
Considerando γ costante a tratti l'equazione si modifica in questo modo:
;t
;t
_
_e
=
=
_
_
zw
∇
;t
∇
_ f•f
~ W0 ; 360Z
~ W361; 720Z
= ;t
_
+;t
_e
Modificare l'andamento di gamma y significa modificare l'integrale della curva del rilascio
del calore, vale a dire il massimo del calore rilasciato e di conseguenza anche la posizione
del 50% MFB, (la posizione angolare in cui si colloca il 50% della massa bruciata).
50% MFB
Figura 5.3: individuazione del 50% MFB
Migliorare il risultato sulla stima del rilascio del calore dipende moltissimo dai valori di g
che sono stati scelti. In generale impostando γ come nell'esempio di Figura 5.4 rispetto ad
usare il valore medio per tutta la durata della combustione permette di dare maggior peso
alla parte in vi è effettivamente la combustione.
[65]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
1
0.9
0.8
Net Heat Release [#]
0.7
0.6
50% MFB
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0
330
345
360
375
390
405
Crank Angle [deg]
420
435
450
Figura 5.4: Esempio di andamento dell'integrale del rilascio del calore. In rosso Calcolato con ‚ costante; in blu con ‚
variabile a tratti
L'espressione del calore rilasciato integrale rappresenta l'energia sviluppata dalla
combustione. E' possibile considerare tale energia proporzionale alla massa di combustibile
bruciato e il grafico di Figura 5.5, ottenuto normalizzando all'unità quello riportato in Figura
5.3, rappresenta l'andamento della frazione di massa bruciata durante la combustione. Più
che l'andamento della curva in sé per sè ci sono importanti altre grandezze da essa ottenibili,
come la posizione in cui si raggiunge il 50% della massa bruciata, oppure la durata della
combustione. La posizione angolare in cui si verifica il raggiungimento di alcuni punti
notevoli di frazione di massa bruciata forniscono informazioni importantissime per l'analisi
della fase della combustione. Questi valori notevoli tipicamente sono il 5%, il 50% e il 90%.
Il primo rappresenta convenzionalmente l'inizio della combustione, il secondo ne indica il
baricentro e l'ultimo la conclusione. La posizione del 50% MFB (Mass Fraction Burned) è
anche usata come grandezza obiettivo nelle strategie più avanzate di controllo motore,
ovvero si cerca di posizionare il 50% MFB in modo da ottenere le prestazioni desiderate.
Dalla frazione di massa bruciata si ricava anche la durata della combustione, espressa come
ampiezza angolare. Convenzionalmente questa è definita come la differenza tra la posizione
del 5%MFB e del 90%MFB.
[66]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 5.5: grandezze derivate dalla frazione di massa bruciata
5.4. Picco della pressione (nuovo algoritmo)
A partire dalla curva di pressione corretta, in cui è stata recuperata la componente media, è
possibile ricavare numerosi altri indicatori della qualità della combustione.
La posizione del picco della pressione massima è importante per avere una stima della
posizione della combustione. È stato riscontrato che in funzione della risoluzione del
segnale di pressione (costante di conversione bar/V), della modalità di combustione e della
geometria del motore il picco di pressione si può assumere forme differenti. Nelle figure
sottostanti sono mostrati alcune particolari tipologie di segnali.
Figura 5.5: esempio di andamento del segnale di pressione in cut-off
[67]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 5.6: ingrandimento del picco di pressione in cut-off
Figura 5.6: esempio di andamento del segnale di pressione in Firing
Figura 5.7 ingrandimento del segnale di pressione in corrispondenza del picco di pressione in firing
Come è possibile vedere dalle figure precedenti in corrispondenza del picco delle pressione
in camera di combustione il segnale può essere più o meno piatto. Questo effetto non crea
problemi sulla determinazione del massimo della pressione raggiunto nel ciclo motore ma
crea problemi in caso determinazione della posizione angolare del picco della pressione. Per
risolvere questo problema è stato implementato un algoritmo che identifica per ogni ciclo la
posizione in cui si raggiunge per la prima volta il picco e la posizione in cui si identifica per
l'ultima volta lo stesso valore di pressione. La nuova posizione del picco viene calcolata
[68]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
facendo la media tra le due posizioni individuate. In questo modo vengono considerati
anche i casi in cui si presentino massimi multipli.
Se il valore massimo di pressione è unico, all'interno di uno stesso ciclo, la posizione in cui
si identifica il picco il valore finale sarà la medesima, ma negli altri casi il valore è quello
definito sopra. Nelle figure seguenti è mostrato in modo semplificato in cosa consiste il
metodo.
12
11.2
10
11.1
11
Pressure [bar]
Pressure [bar]
8
6
4
10.9
10.8
10.7
10.6
2
10.5
0
0
100
200
300
400
500
Crank Angle [deg]
600
700
800
350
352
354
356
358
360
362
Crank Angle [deg]
364
366
368
Figura 5.8: a sinistra è mostrato un ciclo di pressione in cut-off, a destra l'ingrandimento del massimo della pressione
dell'immagine di sinistra
Figura 5.9: Confronto tra i due metodi per la determinazione della posizione del picco di pressione
[69]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
5.5. TDC: determinazione del punto morto
superiore geometrico
Per un sistema che può essere utilizzato on-board è fondamentale poter definire
correttamente la posizione dei TDC (Top Dead Center o punto morto superiore attivo).
Determinare il TDC non è semplice. L'ideale sarebbe utilizzare dei sensori capacitivi, ma
questo comporta un dispendio enorme di tempo e denaro ed è necessario inevitabilmente un
banco prova dinamico. In alternativa a questi sensori, il punto morto superiore può essere
determinato utilizzando gli stessi sensori di pressione utilizzati per fare l'analisi di
combustione andando a valutare il segnale in assenza di combustione. Tipicamente la
determinazione del TDC viene eseguita in sala prove trascinando il motore fino alla velocità
di rotazione desiderata, oppure spegnendo uno o più cilindri.
I parametri di combustione come: IMEP, MBF50; dipendono fortemente dalla posizione del
picco. Commettere un errore di 1 grado sulla posizione dei TDC [10], porta ad avere errori
sul calcolo di queste grandezze che si aggirano rispettivamente:
• di circa 1° per il 50% MFB
• di un 4-5% sul valore dell'IMEP
La posizione del picco della pressione, APmax, è un numero relativo riferito al TDC: la
posizione del massimo del segnale acquisito per quel ciclo è relativa al TDC impostato.
Il sistema di calcolo, durante la determinazione del TDC, restituisce come sempre i
parametri indicating. Di questi l'unico che restituisce un valore "corretto" in relativo al TDC
impostato è il valore della posizione in corrispondenza del massimo della pressione in
camera di combustione. Tutti gli altri sono errati di una quantità che dipende dal errore
commesso sul TDC. Quindi è importante in fase di determinazione del TDC sapere se il
ciclo che stiamo analizzando è con combustione oppure ne è privo, in modo da scartare
dall'analisi i primi. Per la determinazione del TDC non è possibile utilizzare la posizione del
picco, in quanto può essere affetta da rumore. Inoltre, bisognerebbe introdurre limitazioni
sulla velocità di rotazione e sul valore del picco di pressione per poter scartare con certezza i
cicli senza combustione. Infine, se il valore del TDC è sbagliato, per esempio, di 180° in
positivo rispetto a quello reale, il sistema effettua il recupero della componente media in
corrispondenza del picco della pressione e la campana viene traslata in basso portando tutto
il segnale a non superare la soglia minima di pressione per accettare il dato. Nell'esempio di
Figura 5.10, per il PMS errato (in rosso) vengono scartati tutti i cicli.
[70]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
8
6
Pressure [bar]
4
2
0
-2
-4
-6
0
90
180
270
360
Crank Angle [deg]
450
540
630
720
Figura 5.10: esempio di recupero della Pmedia con TDC corretto "blu" e sbagliato "rosso"
Il metodo per la determinazione del TDC deve soddisfare le seguenti caratteristiche:
• Piena indipendenza dai PMS geometrici;
• Piena indipendenza dal recupero della componente media;
• Piena indipendenza dalla costante di conversione bar/V.
La soluzione adottata si basa sulla teoria dei motori alternativi a combustione interna. In un
sistema ideale, adiabatico, in cui non ci sono perdite per trafilamenti lungo le fasce elastiche
e in assenza di combustione le fasi compressione ed espansione sono due politropiche
sovrapposte. Di conseguenza, per fissato valore di pressione, compreso lungo la fase di
compressione, la posizione angolare che identifica l'attraversamento in salita di questa
soglia per la fase di compressione e l'analoga posizione per l'attraversamento in discesa in
fase di espansione sono simmetrici rispetto al punto morto superiore.
4
Pcyl
Pth 1
Pth 2
PMS
3.5
3
Pressure [Volt]
2.5
2
1.5
1
0.5
0
-0.5
-1
180
225
270
315
360
405
Crank Angle [deg]
450
495
Figura 5.11: esempio di identificazione del TDC con due soglie
[71]
540
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
In condizioni ideali è sufficiente fissare un valore di pressione per identificare il PMS. Nella
realtà le cose non vanno così e di conseguenza, per poter essere certi di aver individuato
correttamente il TDC è necessario impostare un numero di soglie maggiore di 1. Questa
condizione da sola non soddisfa tutte le caratteristiche che ci siamo imposti. È stato
necessario fissare un numero massimo di soglie da utilizzare per evitare di non complicare
troppo il calcolo. Il numero di soglie impostabili sono 4, selezionabili come percentuale
dell'ampiezza del segnale. Svincolare il calcolo del TDC dai risultati fisici, (posizione
corretta di APmax, valore corretto di Pmax), significa lavorare basandosi solo su quello che
è avvenuto al ciclo precedente,prescindendo dal recupero della componente media. In
Figura 5.12, sono rappresentati due cicli di pressione consecutivi. Dal ciclo in magenta
vengono identificati il massimo e il minimo assoluti del segnale elettrico. Partendo da questi
due dati si suppone che il ciclo successivo, rappresentato in blu, possa essere simile al
precedente. Questa ipotesi si riferisce a due cicli consecutivi senza combustione. Se per due
cicli consecutivi di misfire non fosse verificata, significa che il segnale elettrico è affetto da
un drift tale da impedire il calcolo per quel ciclo. Anche avendo una variazione di pressione
nel collettore di aspirazione, viste le sue dinamiche, due cicli consecutivi differiranno di
poco e di conseguenza le due soglie prese in considerazione differiranno di poco dal minimo
e il massimo per il nuovo ciclo.
Partendo da queste due soglie si suddivide il segnale in un numero fisso di intervalli,
potenza di 2. Questa scelta è stata fatta puramente per questioni di velocità di calcolo e
risparmio di risorse.
12
Pcyl(i)
Pcyl(i-1)
max(i-1)
min(i-1)
Pth min
Pth max
10
Pressure [bar]
8
6
4
2
0
0
180
360
540
720
Crank Angle [deg]
900
1080
1260
1440
Figura 5.12: Esempio di determinazione delle soglie per l'identificazione del TDC
Operando in questo modo, è possibile determinare le soglie di tutti i segnali di pressione:
l'eventuale configurazione dell'amplificatore di carica che introduce un offset negativo sul
segnale di output per massimizzare la risoluzione dell'acquisizione, è ininfluente dal punto
di vista dell'applicazione della metodologia presentata. È possibile fare valutazioni
[72]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
accettabili anche in presenza di segnali di pressione che soffrono di un leggero drift, anche
se questo effetto comunque, distorcendo il segnale, altera i risultati.
La valutazione vera e propria del TDC viene fatta nel software installato sul PC
dell'utilizzatore.
L'esecuzione è la seguente:
• FPGA campiona il segnale di pressione e in base al valore percentuale delle
soglie impostate identifica per ogniuna di queste i due angoli di
attraversamento. Tutto viene spedito al processore Real-Time;
• Il processore Real-Time funge da vettore, prende i dati che l'FPGA ha spedito
e li mette a disposizione del sistema di calcolo Host;
• Il sistema di calcolo implementato in Host elabora i dati ottenuti dal
processore Real-Time e determina il valore del PMS. In host vengono scartati
i cicli che non sono di combustione valutando la media delle singole soglie
determinate in FPGA.
Figura 5.13: pop-up che permette all'utente di scegliere i parametri per il calcolo del TDC
L'utente, oltre a selezionare il valore delle 4 soglie, P_th #[%] riferito in percentuale rispetto
al massimo assoluto del ciclo prima, deve impostare anche altri 3 parametri:
Filter window [deg]: filtro angolare, valore in gradi minimo al di sotto del quale si
impedisce di individuare false transizioni. Serve ad evitare che spyke possano influenzare i
risultati e far identificare delle soglie in discesa in posizioni errate;
Std_max[deg]: deviazione standard massima che si accetta come scarto tra le singole medie
ottenuta dalle varie soglie per lo stesso cilindro. Vengono scartati tutti i cicli che non
soddisfano questa condizione;
N_th_min: numero minimo di soglie individuate con cui si vuole fare il calcolo del TDC.
Vengono scartati tutti i cicli che non soddisfano questa condizione. Questo dato viene
determinato in FPGA.
[73]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Nella Figura 5.14, è mostrato la finestra del software in cui vengono esposti i valori misurati
dei PMS con il metodo basato sulla posizione del picco (APmax) con gli opportuni vincoli e
il metodo sopra descritto.
In figura è raffigurato il grafico con l'andamento istantaneo e la mediana in alto con il
metodo basato sul APmax, in basso il metodo basato sulle soglie; a lato è espresso il valore
della deviazione standard, della mediana e il nuovo valore del TDC tutto questo per
entrambi i metodi. È possibile inibire i cilindri di cui non si vuole fare l'identificazione del
PMS. Il numero massimo di cicli utilizzati per il calcolo finale dipende dalla dimensione del
buffer per il calcolo delle grandezze statistiche.
Figura 5.14: esempio di calcolo del TDC su un motore V8 per tutti i cilindri
Utilizzando questo metodo è si ottengono risultati molto soddisfacenti:
• Aumento della ripetibilità
• Riduzione della deviazione standard ciclo-ciclo
[74]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
6. Validazione e test prestazionali
Per essere certi che il sistema realizzato funzioni correttamente è stata fatta una campagna di
prove comparativa con il sistema di AVL Indimaster. Da aggiungere a questa comparazione
è la verifica dell'effettivo funzionamento anche on-board, simulandole sollecitazioni che
tipicamente si possono riscontrare in vettura: alte temperatura e forti vibrazioni. Superate
queste prove sono stati eseguiti anche 2 test in vettura.
6.1. Validazione
Per poter verificare che il sistema di analisi indicating sia stato realizzato nel modo corretto
è necessario eseguire una serie di test che possano garantire la corretta implementazione del
sistema real-time. Per poter validare il sistema sono stati presi differenti prove acquisite
utilizzando il sistema di analisi dati motore di AVL, IndiMaster. Ogni prova contiene i dati
di un motore 4 cilindri campionati con risoluzione di 1 grado per campione sul segnale di
pressione, (segnale non filtrato e acquisito in base tempo a 100kHz), i valori puntuali sul
ciclo di picco di pressione massima, di angolo di pressione massima e di PMI. Per ogni
prova è stato realizzato un hardware in the loop in modo da far acquisire alla Single-BoardRIO i segnali esattamente come se si trattasse di una prova reale. La scheda ADC che è stata
realizzata per poter acquisire i segnali di pressione contiene all'interno un filtro analogico
passa-basso a 32 kHz non disattivabile. Questo filtro modifica il segnale grezzo a tal punto
che non rende possibile una valutazione diretta dei risultati ottenuti con IndiMaster. Infatti,
solo filtrando il segnale grezzo off-line è possibile confrontare i risultati in termini di picco
del segnale di pressione e di angolo della pressione massima. Tutte le prove sono state fatte
in modo da valutare anche le prestazioni massime di calcolo, infatti i vari HIL sono stati
eseguiti come se il regime di rotazione fosse di 18000rpm. Di seguito sono riportati i grafici
di confronto tra valori calcolati da Indimaster, quelli calcolati dalla sbRIO in HIL e i dati
rifiltrati a 32kHz off-line. Nella figura sottostante sono identificati i picchi di pressione
calcolati da Indimaster (RaW), calcolati filtrando off-line a 32kHz il segnale grezzo
(FilterOFF-line) ed infine il valore del picco calcolato dal sistema sbRIO9606. In Figura 6.2
è rappresentato l'errore che si commette sulla valutazione del picco di pressione, rispetto al
segnale filtrato off-line. In maniera del tutto analoga si è proceduto per la valutazione del
angolo di pressione massima.
[75]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Compare Max Pressure FilterOFF-Line & sbRIO9606
50
Pressure [bar]
45
40
35
30
FilterOFF-Line
sbRIO9606
Raw
25
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
200
Cycles [#]
Figura 6.1
Difference between Max Pressure filter & sbRIO9606
0.3
0.25
Pressure [bar]
0.2
0.15
0.1
0.05
0
-0.05
0
20
40
60
80
100
Cycles [#]
Figura 6.2
[76]
120
140
160
180
200
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Compare Angle Max Pressure FilterOFF-Line & sbRIO9606
20
FilterOFF-Line
sbRIO9606
18
Cranck Angle [degree]
16
14
12
10
8
6
4
2
0
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
200
Cycles [#]
Figura 6.3
Difference between Angle Max Pressure FilterOFF-Line & sbRIO9606
8
Cranck Angle [degree]
6
4
2
0
-2
-4
-6
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
200
Cycles [#]
Figura 6.4
Dalla Figura 6.5 alla Figura 6.8 sono rappresentati gli andamenti del picco di pressione e
dell'angolo di pressione massima per i segnali a valle di un filtro passa-basso a 5kHz per la
medesima prova.
[77]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Nelle Figura 6.9, Figura 6.10, Figura 6.11 e Figura 6.12 sono rappresentati due cicli di
pressione in cui si commette un errore molto grande sia sulla stima del picco di pressione
che sulla valutazione dell'angolo in un cui si trova il picco di pressione. Da queste figure è
facile capire come il filtro alteri il segnale reale e la frequenza di campionamento sia
fondamentale nel individuare tutte le variazioni del segnale nel tempo. L'HIL ha una
risoluzione angolare di 0.2 gradi per campione, in figura 30 le curve in blu e rosso hanno
questa risoluzione. Facendo prove che possano integrare anche una valutazione sulle
prestazione, 18000rpm era il regime a cui venivano fatte le simulazioni. Per questa velocità
di rotazione motore unito ad una frequenza di acquisizione di 200kHz si ottiene una
risoluzione di 0.54°/Sample. Questo è sufficiente per comprendere come la risoluzione a
questi regimi possa essere molto incisiva se il segnale è rumoroso o è in detonazione.
Compare Max Pressure Filter5kHz-OFF-Line & sbRIO9606
48
46
44
Pressure [bar]
42
40
38
36
34
32
FilterOFF-Line
sbRIO9606
30
28
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
200
Cycles [#]
Figura 6.5
Difference between Max Pressure 5kHz-OFF-line & sbRIO9606
0.35
0.3
Pressure [bar]
0.25
0.2
0.15
0.1
0.05
0
0
20
40
60
80
100
Cycles [#]
Figura 6.6
[78]
120
140
160
180
200
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Compare Angle Max Pressure Filter5kHzOFF-Line & sbRIO9606
20
FilterOFF-Line
sbRIO9606
18
Cranck Angle [degree]
16
14
12
10
8
6
4
2
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
200
Cycles [#]
Figura 6.7
Difference between Angle Max Pressure Filter5kHz OFF-Line & sbRIO9606
0.5
Cranck Angle [degree]
0
-0.5
-1
-1.5
-2
-2.5
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
200
Cycles [#]
Figura 6.8
Pressure Cylinder 1 Filter-5kHz,cycle number 173
35
Pressure Filtered 32kHz
Pressure Filtered 5 kHz
Pressure Raw
30
Pressure [bar]
25
20
15
10
5
0
-5
100
200
300
400
500
Cranck Angle [degree/5]
Figura 6.9
[79]
600
700
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Pressure Cylinder 1 Filter-5kHz,cycle number 173
36
35
Pressure [bar]
34
33
32
31
Pressure Filtered 32kHz
Pressure Filtered 5 kHz
Pressure Raw
30
29
360
365
370
375
380
385
Cranck Angle [degree/5]
Figura 6.10
Pressure Cylinder 1 Filter-5kHz,cycle number 185
45
40
Pressure Filtered 32kHz
Pressure Filtered 5 kHz
Pressure Raw
35
Pressure [bar]
30
25
20
15
10
5
0
-5
100
200
300
400
500
600
700
Cranck Angle [degree/5]
Figura 6.11
Pressure Cylinder 1 Filter-5kHz,cycle number 185
44
42
Pressure [bar]
40
38
36
34
Pressure Filtered 32kHz
Pressure Filtered 5 kHz
Pressure Raw
32
30
350
355
360
365
370
375
Cranck Angle [degree/5]
Figura 6.12
[80]
380
385
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Il dato che emerge è che il filtro anti-aliasing
aliasing presente all'interno del convertitore analogico
digitale (ADC) non presenta particolari inconvenienti nell'individuazione del picco della
pressione e nella individuazione della sua posizione,
posizione nel caso in cui, come pare razionale, la
valutazione
one venga comunque fatta su un segnale filtrato passa-basso.
passa
La risoluzione del sistema di acquisizione realizzato è di 0.05 gradi. Di seguito sono
mostrati gli errori medi e le deviazioni standard per le prove viste in precedenza generando i
dati a 18000 rpm. A tale velocità di rotazione considerando che la frequenza di acquisizione
è di 200kHz la risoluzione angolare dei dati di pressione di 0.54 gradi/campione.
In questo prove gli errori sono:
Picco di pressione: FilterOFF-line
line-sbRIO9606
Ang_picco Pressione: FilterOFF-line-sbRIO9606
FilterOFF
Picco di pressione: Filter5kHz--line-sbRIO9606-5kHz
Ang_picco Pressione: Filter5kHz-line-sbRIO9606-5kHz
Filter5kHz
Mean
0.049
-0.078
0.129
-0.09
Sta dev
0.038
0.756
0.052
0.30
Unit
bar
deg
bar
deg
Nel caso si voglia individuare il
il picco di pressione e l'angolo associato inteso come singolo
campione, allora questa soluzione hardware (chip ADC) è da scartare in quanto non
permette di disattivare il filtro anti-aliasing
anti
passa-basso.
basso. Per le esigenze richieste ad un
sistema in grado dii eseguire calcoli motoristici in tempo reale questa soluzione pienamente
accettabile in quanto possono essere visibili anche le frequenze di detonazione.
6.2. Test termici
alidare la centralina On Board Indicating system 1 (OBI-1)
1) per quanto riguarda
rig
Il test per validare
la resistenza alle sollecitazioni termiche,è
termiche, stato eseguito sia dal punto di vista puramente
operativo che numerico. Si è voluto verificare effettivamente la robustezza del sistema alla
temperatura.
Figura 6.13 : Layout test termici
[81]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 6.14: Immagine delle disposizione del OBI-1 per i test termici
La centralina è stata collocata all’interno di un forno elettrico ventilato. All’esterno del
forno un dispositivo (NI cRIO) ha generato lo SMOT (segnale di ruota fonica) e due segnali
di pressione di diversa ampiezza (3vpp e 5Vpp). I due cicli di pressione campione sono stati
replicati invariati per tutta la durata della prova, simulando un regime di circa 18000rpm.
Oltre ai dati prodotti da OBI-1, acquisiti via CAN, sono state acquisite le temperature del
forno tramite due termocoppie e la temperatura del generatore di dati.
Il profilo di temperatura è stato controllato manualmente agendo sul termostato del forno
per simulare un periodo a 80°C stazionari, seguito da un periodo a 100°C stazionari e
terminando con un picco a 150°C per 2 minuti e successivo raffreddamento. Il test è durato
complessivamente circa 3 ore.
Il sistema è rimasto operativo per tutto il tempo, senza mai interrompere il flusso dei dati. I
calcoli risultano coerenti, senza alcun segno di instabilità.
[82]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 6.15: Andamento della temperatura durante la prova
Qui di seguito sono riportati gli andamenti delle grandezze motoristiche che il OBI-1
calcola costantemente in funzione della prova e della temperatura.
Figura 6.16: Andamento del massimo della pressione in funzione del tempo
[83]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 6.17:andamento del massimo della pressione in funzione della temperatura
Figura 6.18: Andamento della pressione media indicata in funzione del tempo
Figura 6.19: Andamento della pressione media indicata in funzione della temperatura
[84]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 6.20: Andamento della posizione angolare del massimo della pressione in funzione del tempo
Figura 6.21: Andamento della posizione angolare del massimo della pressione in funzione della temperatura
Figura 6.22: Andamento del MFB50 in funzione del tempo
[85]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 6.23: Andamento del MFB50 in funzione della temperatura
Figura 6.24:Andamento degli RPM in funzione del tempo
Figura 6.25:Andamento degli RPM in funzione della temperatura (sotto)
Il sistema si è dimostrato stabile nel funzionamento ad alte temperature per lunghi periodi.
La scatola garantisce una buona inerzia termica che permette di superare brevi periodi a
[86]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
temperature molto superiori alle soglie di funzionamento continuativo, come si nota dal
picco a 150° che ha causato solo un modesto incremento di temperatura interna.
Per quanto riguarda la variazione delle misure dalla temperatura, questa si è dimostrata
molto contenuta, in tutti i casi inferiore allo 0.005%/°C.
La Pmax ha subito una variazione positiva di 0.0018%/°C.
La IMEP ha subito una variazione positiva di 0.005%/°C.
La posizione del picco di pressione ha subito una variazione
variazione positiva di 0.005%/°C.
La posizione del 50% MFB ha subito una variazione positiva di 0.0012%/°C per il canale 1
e di 0.0038%/°C per il canale 2
Il clock non manifesta alcuna deriva significativa fino ai 90°C, a temperature superiori ha
una variazione positiva di circa 1ppm/°C.
6.3.
Test dinamici
Il test per validare la centralina On Board Indicating system 1 (OBI-1)
1) per quanto riguarda
la resistenza alle sollecitazioni dinamiche, è stato eseguito sia dal punto di vista puramente
operativo che numerico. Si è voluto verificare effettivamente la robustezza del sistema alle
vibrazioni.
Il layout del test è rappresentato in Figura 6... Il sistema di acquisizione è stato incollato allo
shaker e sono stati inseriti 2 accelerometri per monitorare l'intensità dell'accelerazione uno
al piano dello shaker ed uno alla scatola del sistema di acquisizione.
Durante tutta la prova il sistema è stato alimentato e fatto funzionare attraverso un hardware
in the loop per verificarne il funzionamento.
funzionamento
Figura 6.26: Layout test vibrazionale
[87]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 6.27: esempio di uno shaker
Sono stati eseguiti 2 test:
• Sweep di frequenze 0-2.5 kHz con ampiezza 5 g RMS
• 30 minuti con frequenza random 5g RMS
Inoltre, è stato testato ‘sul campo’ in una monoposto (2 sessioni da 2 ore).
Il risultato di tutti questi test è stato positivo, il sistema non ha mai smesso di funzionare e
non ha mai avuto problemi.
6.4. Pubblicazione dei dati Indicating su linea
CAN ogni una o due combustioni
Nella versione software che è stata sviluppata, OBI-1 trasmette via CAN una volta a ciclo
per tutti i cilindri i seguenti parametri:
• IMEP
• APmax
• Pmax
• MFB50
A cui si aggiunge un pacchetto di stato:
• RPM
• Cicli
• Temperature interna
• Numero di volte in cui il sistema a perso la fase
Collegandosi con il Pc attraverso il cavo ethernet è possibile visualizzare direttamente i dati
calcolati, visualizzare i segnali dei sensori di pressione e salvare tutto questo su file.
Per rendere questo sistema ancora più efficiente e con l'idea di poterlo utilizzare non solo
come logger, ma anche come uno strumento attivo per controllo motore comunicando alla
ECU di serie di dati calcolati è necessario poter fornire alla centralina i dati indicating non
una volta a ciclo per tutti i cilindri, ma ad una frequenza maggiore. In questo modo si
mettono a disposizione della ECU i parametri calcolati che quest'ultima deve elaborare
[88]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
insieme alla richiesta di coppia da parte del pilota ed altri parametri per valutare la strategia
di attuazione migliore.. La si mette nelle condizioni di fare la scelta migliore sulle attuazioni
daa effettuare al ciclo successivo.
successivo Il limite più restrittivo è le prontezza,, ossia la rapidità nel
eseguire i calcoli e spedirli.. Prima arrivano i dati da parte di OBI-1,
1, prima la ECU riesce a
elaborare una strategia ottimale,
ottimale addirittura entro il ciclo successivo.
Per fare questo sono stati eseguiti due set di test per verificare i limiti del sistema e i tempi
di risposta. I limiti sono molto legati alle caratteristiche
caratteristiche hardware, in particolare alla potenza
del processore Real-Time:infatti
infatti, aumentando il numero di dati da pubblicare,
pubblicare l'occupazione
della CPU tende a crescere. Questo comportamento è legato al fatto che la scrittura dei dati
su CAN è interamente gestita
tita dal processore Real-Time. L'obiettivo è vedere per quale
regime la CPU satura e il sistema smette di funzionare. Per tempo di risposta si intende il
tempo impiegato per il calcolo e la spedizione dei dati, definito anche tempo di ritardo.
Questi sono legati ai calcoli che vengono eseguiti a fine ciclo, in particolare al tempo
impiegato
to per la conversione da unità FPGA
GA a unità fisiche e alla pubblicazione dei dati su
bus CAN. Per queste prove si è ipotizzato di inviare per ogni cilindro due pacchetti CAN
CA a
cui si aggiunge quello di stato per il cilindro di fine ciclo. Solo per questi test è stato
aggiunto un trigger (il tempo di permanenza del trigger ad alto è proporzionale al cilindro
che è andato un combustione), generato da OBI-1,
OBI che identifica la fine
ine del ciclo per quel
cilindro in FPGA. L'OBI-11 è stato collegato ad un PXI che funge da generatore di dati per
HIL e ad un cRIO che riceve i dati CAN e il trigger. In questo modo è possibile valutare con
certezza a quale cilindro si fa riferimento e il tempo
tempo realmente impiegato dall'istante in cui è
finito il ciclo (identificato dal trigger) e quello in cui sono arrivati i dati CAN (identificato
dall'istante di ricezione del pacchetti CAN). Nota la velocità di rotazione massima raggiunta
è possibile saperee quale è il ritardo angolare massimo. In entrambi i casi si è utilizzato lo
stesso layout simulando il funzionamento in HIL. In questo modo salvato i dati ricevuti via
CAN è possibile ricostruire tutto.
Figura 6.28
28:schema di layout delle prove in hardware in the loop
[89]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
45
Pcyl
TRG fine calcolo
ricezione dati CAN
40
35
Pressure [bar]
30
25
20
T ritardo CAN
15
10
5
0
-5
180
360
540
720
Crank Angle [deg]
900
1080
1260
1440
Figura 6.29:esempio di valutazione del tempo di ritardo tra la spedizione la fine ciclo e la ricezione dei dati CAN
Qui di seguito sono mostrati gli andamenti per le due simulazioni fatte:
IRQ ad ogni combustione spedizione di 2 pacchetti CAN per ogni cilindro
IRQ ogni 2 combustioni spedizione di 4 pacchetti CAN, 2per ogni cilindro
Come è possibile notare dai grafici seguenti il tempo impiegato per la ricezione dei dati è
molto inferiore per il test 1. In particolare, se prediamo come riferimento la velocità di
15000rpm possiamo calcolare l'angolo trascorso tra la fine del ciclo e la pubblicazione dei
dati, che risulta circa:
81°, corrispondenti a900us di tempo impiegato per il test 1
144°, corrispondenti a1600us di tempo impiegato per il test 2 questo per l'ultimo cilindro
andato in combustione, a cui si aggiungono 90° (per 8 cilindri) per i dati riferiti al cilindro
per il quale non si spediscono i dati
Nel test1 si ottengono ottime prestazioni in termini di ritardo dei dati di pubblicazione, ma
sono calate le prestazioni in termini di regime massimo raggiungibile rispetto al sistema
OBI-1 di riferimento.
Per il test 1 si raggiungono i 14000rpm, per il test 2 si raggiungono i 17000rpm, ma questi
sono valori limite a cui è bene non arrivare (CPU100%).
In conclusione,si può dire che in entrambi i modi si ottengono buone prestazioni,scegliere
un metodo oppure un altro dipende dalle esigenze dell'utente: salvaguardare la robustezza
del calcolo in funzione del motore di cui si stanno analizzando i dati e del tipo di controllo
che si vuole fare, più o meno pronto a rispondere a causa di determinati eventi (per esempio
detonazione).
[90]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 6.30: esempio di logica di pubblicazione dei dati CAN ogni combustione ed ogni 2 combustione
Figura 6.31:andamento di RPM e CPU per IRQ ad ogni combustione
[91]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 6.32:valutazione del tempo impiegato per la ricezione ad ogni cilindro di 2 pacchetti
[92]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 6.33:andamento di RPM e CPU per IRQ ad ogni due combustioni
Figura 6.34: valutazione del tempo impiegato per la ricezione ogni due combustioni di 4 pacchetti
[93]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
7. Up-grade a sistemi per sale prova:
OBI-1 è una piattaforma molto versatile che ha permesso di mostrare come sia possibile
eseguire in tempo reale il calcolo di alcuni parametri fondamentali per il controllo della
combustione direttamente on-board. Ad oggi il collo di bottiglia di questa piattaforma è la
potenza del processore RT e della FGPA. Questo limite non permette di introdurre nuove
funzionalità al sistema e aumentare il numero di funzioni in esso disponibili. D'altra parte,
l'estrema compattezza della piattaforma hardware non è sempre un'esigenza stringente: tutte
le attività eseguite in laboratorio, infatti, non richiedono l'imbarcabilità.
Figura 7.1: immagine del sistema imbarcabile OBI-1
Per poter risolvere il problema della disponibilità di potenza di calcolo nel caso di
applicazioni non imbarcabili si è optato per una diversa scelta di hardware. In particolare,
sono stati riconsiderati i dispositivi che inizialmente erano stati scartati in fase di
progettazione della piattaforma imbarcabile (OBI-1). Aggiungere nuove funzionalità
significa avere a disposizione un sistema in grado di eseguire un numero di operazioni
notevolmente maggiore rispetto al sistema imbarcabile che è stato realizzato. Per questo
sono stati riconsiderati tutti gli obiettivi e notevolmente aumentati tutti i target delle
specifiche.
Le specifiche hardware imposte sono:
Specifica
Canali analogici di input ±10V 16 bit
Canali digitali di input TTL
porte CAN
Porte RS232
Relè
[94]
N° canali
40
8
2
2
4
Frequenza
500 kS/s/ch
20MS/s/ch
1Mbit/s
1000Hz
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Specifiche software:
• 12 canali analogici adibiti al calcolo delle grandezze indicating
• 28 canali analogici liberi di acquisire qualsiasi tipo di segnale
• Grandezze indicating da calcolare per ogni cilindro:
o Pressione media indicata IMEP, IMEP-H e IMEP-L
o Picco della pressione massima
o Posizione del picco della pressione massimo
o Massimo del calore rilasciato
o 5%; 50%; 90% MFB
o MAPO
o Indice integrale per la detonazione
o Determinazione dei TDC
• 2 input digitali sono fissi per i segnali di fonica e fase
• 6 input digitali per il calcolo delle torsionali a cui di aggiungono i segnali
dedicati alla ruota fonica e al segnale di fase.
• Rappresentazione delle velocità istantanee nel dominio angolare, (possibilità
di riportarle alla velocità motore)
• Visualizzazione in tempo reale delle reale velocità medie e spettro
(rappresentazione in ordini motore/frequenza) sugli ultimi N cicli, per ogni
canale torsionale attivo
• Inserimento di analisi torsionali e dell'algoritmo della stima di coppia a partire
dal segnale di velocità motore
• Trasmissione dei dati indicating calcolati via CAN
• Collegamenti con i più comuni sistemi di controllo banco per la gestione delle
acquisizioni di dati
• Visualizzazione dei segnali su finestra oscilloscopio in base angolo e in base
tempo
Per fare tutto ciò è stata scelta una piattaforma hardware piuttosto complessa:
FPGA NI 9159
FPGA typeVirtex-5
LX110
Number of flip-flops
69,120
Number of 6-input LUTs
69,120
Embedded block RAM
4.608kbits
Real-Time
Processore
Intel core i5 2500k 3.3GHz
Ram
8GB DDR3
Scheda video
Geforce GT 610 1GB DD3
Hard Disk 1
SSD 128 GBSATA 3
Hard Disk 2
1TB 7200rpm SATA 3
NI PCI 8430/2
Seriale RS232 2 porte
NI PCI 8512/2
CAN 2 Porte
[95]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 7.2: Progetto CAD 3D del sistema per sale prova
Figura 7.3: Primo prototipo del sistema implementato per sale prova
Per questo dispositivo la gestione delle operazioni è molto complessa: infatti occorre far
lavorare le varie parti in piena sinergia per riuscire a garantire l'esecuzione di tutti i calcoli
Di seguito è raffigurato lo schema di collegamento elettrico delle varie parti.
[96]
Ing. Manuel Valbonetti
Alimentatore
12V
Tesi del dottorato di ricerca
DIO
AIO
FPGA
CAVO
MXI
PC Real Time
RS232
CAN
ETH
ETH
PC Host
Connettori
sul pannello
frontale
Figura 7.4: Layout di collegamento tra le varie parti del sistema
7.1. Introduzione alle analisi torsionali
Il vantaggio di poter avere a disposizione un oggetto con queste potenzialità ci permette di
avere la possibilità di chiudere il loop sulla stima della coppia indicata a partire dall'analisi
della velocità istantanea. Infatti, come già nei primi capitoli, ogni sistema composto da
motore più driveline è identificabile tramite una funzione di trasferimento F(jω
ω) che, a
partire dall'andamento della velocità istantanea del motore sul ciclo, permette di stimare con
buona approssimazione il valore della coppia indicata media sul ciclo e di quella erogata dai
vari cilindri, permettendo anche la stima della posizione in cui si colloca il 50% MFB.
[97]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
8. Introduzione di nuove funzionalità:
calibrazione automatica
I sistemi realizzati sono in continua evoluzione: l'analisi della combustione, infatti, può
essere impiegata nell'ambito del controllo-motore, ma anche durante la fase di calibrazione
In entrambe le soluzioni illustrate (per uso a bordo veicolo o in sala-prove) è possibile
introdurre nuovi algoritmi, che permettono di impiegare per diversi fini le informazioni
provenienti dal nucleo del sistema, rappresentato, appunto, dal sistema di analisi della
combustione. Una di queste evoluzioni è rappresentata dalla calibrazione automatica.
Oggigiorno i sistemi di controllo motore non sono solamente complessi, ma spesso il
processo di calibrazione deve trattare molti obiettivi che spesso sono in conflitto tra di loro.
Questa operazione implica eseguire molte iterazioni e comparare gli effetti che i vari
parametri di controllo hanno sulle prestazioni del sistema.
Perciò uno strumento specificatamente sviluppato per minimizzare i tempi di ottimizzazione
aumenta l'efficienza del processo di calibrazione e la produttività. Ciò permette al
produttore di diminuire il time to market e aumentare la qualità del sistema siccome più
tempo e risorse possono essere allocate per test aggiuntivi, [20][21][22][23].
8.1. Extremum seeking
Extremum seeking control (ESC), è un popolare strumento utilizzato nei controlli
automatici; gli studi su questa tecnica iniziarono negli anni '40, ma solo dagli anni '90
quando le potenze di calcolo lo hanno permesso si è potuto applicarlo con successo nelle
ottimizzazioni effettuate in tempo reale.
ES è un metodo di controllo adattativo non basato su modelli, e come tale è un'ottima
alternativa ai controlli che ricorrono a reti neurali. E' proprio la peculiarità di non essere
basato su modelli che ha risvegliato l'interesse nei suoi confronti negli ultimi vent'anni: le
recenti applicazioni nella fluidodinamica, combustione, sistemi biomedicali tutti
caratterizzati da modelli complessi e, a volte, inaffidabili.
ES è applicabile in sistemi non lineari e la non linearità ha minimi e massimi locali. Questa
tecnica si può utilizzare sia per impostare i parametri di controllo per raggiungere l'ottimo
dell'uscita, sia per impostare i parametri di una legge di feedback.
Extremum seeking control (ESC) è un metodo adattativo di controllo in closed loop. Mentre
la maggior parte dei controlli adattativi possono solo essere utilizzati per la regolazione
delle variabili di controllo per un determinato punto di funzionamento, ESC trova gli
ingressi del controllore che massimizzano una funzione di merito.
Il metodo tradizionale per i controlli adattativi per sistemi lineari e non lineari è applicabile
solo per la regolazione di punti di funzionamento noti. In molte applicazioni, la mappa
[98]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
input-output ha un massimo (minimo) assoluto e l'obiettivo è determinare il set-point dei
parametri di controllo per portare l'uscita al valore massimo (minimo).
Il metodo con perturbazione sinusoidale è il più popolare per l'extremum seeking. Infatti è
l'unico metodo che permette un adattamento veloce e permette di evitare metodi numerici da
calibrare prima della ottimizzazione.
La stima del gradiente della funzione che vuole essere massimizzata sta alla base di questa
tecnica.
8.2. Esperienza di Donghoon Lee
Questo autore propone un controllore On-Board che permette di settare i parametri ottimali
per anticipo di accensione e VVT (Variable Valve Timing) attraverso la tecnica
dell'Extremum Seeking (SE), [1][21]; in particolare il suo obiettivo è quello di diminuire il
consumo specifico (NSFC Net Specific Fuel Consumption) e la produzione di NOx.
L'EGR interno (determinato con il VVT) riduce gli NOx in quanto nella miscela sono
presenti una certa quantità di inerti che abbassano la temperatura di combustione, d'altra
parte, una diluizione troppo elevata della carica fresca aumenta la dispersione ciclica.
Per ogni punto di funzionamento del motore esiste un set-point ottimale di VVT che
massimizza l'efficienza della combustione e per ogni set di VVT esiste un anticipo di
accensione ottimale.
L'autore in primo luogo ha sviluppato un modello di combustione che simula il
comportamento del motore, fornendo i valori di 50% di massa bruciata (MFB50) e
pressione media effettiva netta (NMEP) per ogni anticipo e valore di VVT: il modello può
essere impiegato per implementare il controllo via ES.
Il modello della combustione ha permesso di ricavare delle mappe di consumo medio
specifico netto (NSFC) e NMEP; queste mappe mostrano che esiste una combinazione di
anticipo e VVT che minimizzano il primo parametro e massimizzano il secondo.
Figura 8.1: NSFC in funzione di VVT e SA
[99]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.2 NMEP in funzione di VVT e SA
Il secondo passo è stato introdurre nel modello la natura stocastica della combustione
partendo da dati misurati. Nel modello la variabilità di MFB50 (σCA50) dipende solo dalla
frazione di gas residui (xRG).
Figura 8.3
Schema controllore con Extremum Seeking
ES è un algoritmo per la ricerca dell'ottimo non basato su modelli, la sua logica prevede di
perturbare le leve di controllo ed aggiustarle fin tanto che non si notano dei miglioramenti
sulla funzione di output. Sfortunatamente questa tecnica richiede tempo per convergere ma
l'obiezione che fa Lee è che durante l'uso quotidiano di una vettura il motore rimane per
lungo tempo in condizioni stazionarie.
Il controllo proposto prevede una correzione continua delle mappe di anticipo e VVT
implementate in centralina partendo dal segnale di pressione in camera.
Il controllore ES utilizza una eccitazione sinusoidale per selezionare i valori di anticipo e
VVT che minimizzano la funzione di costo NSFC, e come si nota dalle figure precedenti,
minimizzare il consumo comporta massimizzare la pressione media effettiva netta.
[100]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.4
Figura 8.5
NSFC viene filtrato passa basso con frequenza di taglio ω0 = 2Hz (equivalente a 0.5 secondi
o 100/6 cicli motore a 2000rpm), campionato 30 volte a ciclo per il controllo sull'anticipo e
60 volte a ciclo per il controllo su VVT. Il filtro passa alto elimina la componente media di
NSFC in modo da poter ricavare l'informazione sul gradiente all'anticipo e VVT attuali. Il
segnale viene poi moltiplicato per la perturbazione sinusoidale e filtrato passa basso per
estrarre la componente media.
Le frequenze delle perturbazioni devono essere più grandi della dinamica del sistema in
modo da poter considerare il problema come statico. L'ampiezza della perturbazione da un
lato influenza direttamente la velocità di convergenza dell'algoritmo, dall'altro ampiezze
troppo elevate introducono variazioni di coppia indesiderate.
[101]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
La frequenza di taglio del primo filtro passa basso ha il compito di isolare il valore nominale
di NSFC, quindi deve eliminare il rumore di misura. Allo stesso tempo deve essere
maggiore della frequenza di oscillazione della perturbazione.
Le frequenze dei seguenti filtri passa alto e passa basso sono legate con la frequenza della
perturbazione: la frequenza di taglio del primo deve far passare la perturbazione, il secondo
la deve attenuare.
I guadagni sono selezionati in base alla velocità del motore.
Implementazione sul modello di combustione
Dapprima i controllori di anticipo e VVT sono stati verificati separatamente sul modello di
combustione alla velocità di 2000 rpm: nella prima prova l'anticipo viene ritardato di 15° e
VVT attua un incrocio costante di 48°, nella seconda prova l'anticipo è costate a 28° e VVT
parte da un incrocio valvole di 0°. Le simulazioni mostrano che l'anticipo converge in circa
20 secondi e VVT in circa 45 secondi: quest'ultimo è più lento perché la frequenza di
campionamento è minore. Il segnale filtrato di NSFC mostra che la sua variazione non è
significativa una volta che le due grandezze convergono.
Il controllore ES viene eseguito contemporaneamente sulle due leve di controllo. Sono stati
scelti due valori di VVT iniziale, uno senza incrocio e uno con un grande angolo di incrocio
(70°); l'anticipo iniziale viene imposto a 15°. Anticipo e VVT impiegano circa 54 secondi
per convergere al valore ottimale.
Figura 8.6: Prima prova, anticipo ritardato di 15° e VVT attua un incrocio costante di 48°
[102]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.7: Seconda prova, anticipo costante di 28° e VVT parte da un incrocio 0°
Figura 8.8
[103]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.9
Implementazione sul motore
Lo studio del motore usato per la sperimentazione ha mostrato che il consumo medio
specifico in normali condizioni di utilizzo non beneficia di un incrocio significativo delle
valvole; per questa ragione Lee ha deciso di implementare il controllore ES solo
sull'anticipo di accensione.
Carico costante
Il controllore è stato testato per due differenti velocità e due differenti carichi. Per ogni
velocità e carico, l'anticipo nominale viene perturbato con tre offset differenti rispetto al
valore ottimo caricato nella ECU.
Figura 8.10
Il controllore inizia a cercare l'anticipo ottimale solo quando il motore raggiunge certi valori
di velocità e carico. Quando la variazione comandata dell'anticipo non varia per un numero
[104]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
predefinito di periodi dell'eccitazione, la perturbazione viene spenta e quindi mantenuto
costante.
La prima prova è stata fatta a 2000rpm, carico 70% e delta anticipo iniziale rispetto a mappa
(∆θσ0) a 12°. Il carico relativo (RL [%]) viene perturbato al secondo 45, 75, 105 e 140 per
uscire dall'algoritmo ES. Quando si ritorna in condizioni di carico in cui ES deve
funzionare, il sistema, grazie ad una memoria in cui vengono scritti gli ultimi valori attuati,
converge velocemente.
Per le cinque prove il consumo specifico (NSFC) converge a 196 g/kWh, gli anticipi
ottimali sono rispettivamente -23.75°, -22.75°, -23.5°, -21.25° e -22.75° (media di -22.75°)
che forniscono un MFB50 medio di 6°.
Figura 8.11
La seconda prova è stata fatta a 2000rpm, carico 70% e delta anticipo iniziale rispetto a
mappa (∆θσ0) a 9°. Per le cinque prove NSFC converge a195 g/kWh, gli anticipi ottimali
sono rispettivamente -23.75°, -22.75°, -21.25°, -25.0° e -25.0° (media di -23.5°) che
forniscono un MFB50 medio di 5.5°.
[105]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.12
Infine la terza prova è stata fatta a 2000rpm, carico 70% e delta anticipo iniziale rispetto a
mappa (∆θσ0) a 6°. Per le cinque prove NSFC converge a 195 g/kWh, gli anticipi ottimali
sono rispettivamente -25.0°, -22.0°, -21.25°, -27.25° e -23.5°.
Figura 8.13
[106]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
In generale, per tutte le prove, il controllore impiega circa 20 secondi per convergere al
valore ottimale di anticipo.
Carico sinusoidale
Il controllore è stato provato anche in condizioni di carico variabile nel tempo. La
variazione sinusoidale è stata implementata attraverso un attuatore sulla farfalla, la miscela
viene mantenuta al valore stechiometrico.
La prima prova è stata fatta impostando un carico sinusoidale con valore medio RL = 50%
ampiezza 3%, frequenza 0.01 Hz (periodo di 100 secondi) e velocità 2000 rpm. L'anticipo
iniziale è stato ritardato di 12° rispetto al valore di mappa. La variazione del consumo
specifico solitamente varia drasticamente col carico, ma in queste prove la variazione è
contenuta perchè la farfalla subisce piccole oscillazioni. Pertanto il controllore può essere
applicato anche per piccole oscillazioni del carico nel range di funzionamento. Nelle 5
prove la correzione che viene eseguita è rispettivamente 3.75°, -0.75°, -3.00°, -7.5° e 0.75°
(-1.35° di media), i quali forniscono un MFB50 compreso tra 2° e 10°. Si ha un incremento
dell'efficienza del 9%.
Figura 8.14
Per la seconda prova sono stati mantenuti gli stessi valori per il carico ma è stata aumentata
la frequenza fino a 0.05 Hz (periodo di 20 secondi). L'anticipo iniziale è stato ritardato di
12° rispetto il valore di mappa. Il controllore fa convergere MFB50 a 5° dopo circa 15
secondi e il consumo specifico cala di circa il 12%.
Nelle 5 prove la correzione che viene eseguita è rispettivamente -4.50°, -2.25°, -1.50°, 0.75°
e -5.25° (-2.25° di media), i quali forniscono un MFB50 compreso tra 3° e 8°. Il consumo
specifico varia da 185 a 186 g/kWh.
[107]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.15
Per la terza prova sono stati mantenuti gli stessi valori per il carico ma è stata aumentata la
frequenza fino a 0.1 Hz (periodo di 10 secondi). L'anticipo iniziale è stato ritardato di 12°
rispetto al valore di mappa.
Nelle 5 prove la correzione che viene eseguita è rispettivamente 0.75°, -3.00°, -4.50°, 4.50°
e -0.75°, i quali forniscono un MFB50 compreso tra 5° e 12°. L'efficienza varia da 185 a
189 g/kWh.
Nella prima e nella quarta prova ES si ferma in maniera indesiderata al secondo 30 e al
secondo 155, come evidenziato nel cerchio tratteggiato. Questo accade perché la correzione
che viene fatta è minore di una soglia per un numero predefinito di oscillazioni dell'anticipo;
è chiaro che è necessario definire dei criteri più sofisticati di convergenza. Nei restanti tre
casi le correzioni sono comparabili con i test precedenti.
Figura 8.16
[108]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
8.3. Motore Virtuale
Per poter valutare l'efficacia di questo metodo si è realizzato un motore virtuale a partire da
dati sperimentali. In questo modo è stato possibile valutare, senza perdere troppo tempo, le
eventuali criticità. Sono stati realizzati due motori virtuali dai dati provenienti dai seguenti
motori:
• Fiat 1200 FIRE
• GSX-R 600 FSAE
Per i dati del motore Fiat (attualmente non più in uso nei laboratori dell'Università) si è
partiti da segnali di pressione indicata acquisiti in base tempo. Le prove a disposizione
erano state fatte con farfalla al 22% @ 2400rpm. Si avevano a disposizione due serie di
prove ad anticipo e AFR variabile. La prima serie comprende 6 acquisizioni da 1996 cicli
motore ciascuna ad un valore di anticipo variato rispetto a quello di mappa compreso tra 0 e
+22°. La seconda serie comprende 7 acquisizioni da 1196 cicli motore ciascuna facendo
variare il rapporto aria combustibile da 13.2 a 14.9 e anticipato di +8° rispetto al valore di
mappa.
AFR
13.2
AFR
13.4
AFR
13.7
AFR
14.0
AFR
14.3
8
8
8
8
8
SA (°)
AFR
14.6
0
4
8
12
16
22
AFR
14.9
8
Da questi pochi punti si è dovuto estrapolare delle mappe che permettessero di ampliare il
campo di funzionamento del motore. Le mappe costruite sono:
• superficie MFB50 medio in funzione di SA e di AFR
• superficie T scarico in funzione di SA e di AFR
• superficie parametro di forma di una distribuzione Weibull in funzione di SA
e di AFR
• superficie parametro di scala di una distribuzione Weibull in funzione di SA e
di AFR
Il campo di AFR va da 11 a 18 con passo 0.01, il campo di SA va da 0 a +30° con passo
0.1°.
La confidenza delle mappe diminuisce man mano che ci si allontana dai punti sperimentali.
Una interpolazione quadratica ha permesso di avere un errore RMSE accettabile. RMSE è
l'errore quadratico medio che è una quantità non adimensionale e fornisce una misura della
differenza tra il valore predetto e il valore effettivamente misurato.
[109]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
!h- = √-!h = „
∑ > − >†
T
e
dove > è il dato misurato e >† è il valore stimato.
Per il secondo motore si è potuto eseguire una più organizzata una campagna di
acquisizione dati delle grandezze indicating e della temperatura dei gas di scarico prima del
catalizzatore.
Le acquisizioni sono state fatte a 7000rpm e apertura farfalla 22% facendo variare AFR e
anticipo per un totale di 80 punti motore.
SA (°)
AFR
11.7
44.4
48.4
52.4
56.4
60.4
62.4
64.4
66.4
68.4
70
AFR
12.0
44.4
48.4
52.4
56.4
60.4
62.4
64.4
66.4
68.4
70
AFR
12.4
44.4
48.4
52.4
56.4
60.4
62.4
64.4
66.4
68.4
70
AFR
12.7
44.4
48.4
52.4
56.4
60.4
62.4
64.4
66.4
68.4
70
AFR
13.0
44.4
48.4
52.4
56.4
60.4
62.4
64.4
66.4
68.4
70
AFR
13.4
44.4
48.4
52.4
56.4
60.4
62.4
64.4
66.4
68.4
70
AFR
13.7
44.4
48.4
52.4
56.4
60.4
62.4
64.4
66.4
68.4
70
AFR
14.0
44.4
48.4
52.4
56.4
60.4
62.4
64.4
66.4
68.4
70
Le mappe sono state generate interpolando i dati sperimentali con delle superfici
polinomiali di secondo grado
M >,
= @33 + @ 3 > + @3
+ @e3 > e + @ > + @3e
e
Le mappe generate sono quelle di PMI, MFB50 e sua deviazione standard, parametri della
distribuzione Weibull per la generazione di MAPO e temperatura gas di scarico in funzione
di anticipo e composizione miscela.
Generazione Pressione Media Indicata (PMI)
Attraverso anticipo e rapporto aria combustibile attuali si entra nella mappa di MFB50 e se
ne ricava un valore medio; la deviazione standard di MFB50 si può porre, con buona
approssimazione, direttamente proporzionale da AFR. Ora si combinano questi due valori in
un blocco che seleziona un valore casuale di MFB50 da una distribuzione normale. Questo
blocco simula la dispersione ciclica; infatti, come illustrato precedentemente, MFB50 a
parità di anticipo è normalmente distribuito. Con il valore ottenuto si ricava un valore di
PMI normalizzato rispetto al valore massimo ottenibile con AFR stechiometrico. Il valore
[110]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
normalizzato viene moltiplicato per un fattore di scala in funzione di AFR attuale che
corregge il valore di pressione media indicata.
Il blocco "generatore MFB50" si basa sulla seguente definizione
! $50 = ‰‰‰‰‰‰‰‰‰‰
! $50 + Š ∙ \ T T
Cioè un numero selezionato da una distribuzione normale caratterizzato da valor medio
‰‰‰‰‰‰‰‰‰‰
! $50 e deviazione σ. Randn è una funzione di Matlab e fornisce un numero tra -1 e +1
normalmente distribuito.
Il blocco"generatore PMI normalizzata" è costituito da una cubica, ottenuta interpolando i
punti del piano PMI-MFB50 (AFR stechiometrico) e dividendola per il massimo valore che
assume nell'intervallo -10° ÷ +40°; entrando con un valore di MFB50 si ottiene un valore
che può essere al massimo 1.
AFR
SA
mappa
MFB50
medio
MFB50
generator
e MFB50
AFR
Deviazione
std MFB50
MFB
Generator
PMI
e
PMI
normalizz
X
σ
AFR
Generator
e fattore
Fattore
di scala
Figura 8.17: Motore Virtuale, generazione della PMI
Figura 8.18: Cubica da cui si ottiene la PMI normalizzata
[111]
PMI
di
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Il blocco "generatore fattore di scala" è una parabola ottenuta interpolando il valore della
PMI delle prove con anticipo costante (delta a +8°) e AFR variabile. Entrando con il valore
di AFR attuato si ottiene la pressione media indicata massima che è possibile generare.
Figura 8.19: esempio di fitting dell'andamento della PMI in funzione di AFR per il motore FIRE
Generazione temperatura dei gas di scarico.
Attraverso anticipo e rapporto aria combustibile attuali si entra nella mappa delle
temperature di scarico, al valore ottenuto si sottrae il minimo valore presente nella mappa
ottenendo così una temperatura normalizzata il cui valore minimo è 0. Questa operazione è
stata eseguita perché nella definizione della funzione di merito il valore della temperatura
deve partire da 0.
AFR
SA
mappa T
scarico
T (K)
+
-
T
min(mappa T scarico)
Figura 8.20:Motore virtuale, generazione della temperatura allo scarico
Generazione di MAPO
Attraverso anticipo e rapporto aria combustibile attuali si entra in due mappe, la prima
fornisce il parametro di forma la seconda fornisce il parametro di scala della distribuzione
Weibull. Il blocco successivo genera un valore random di MAPO da una distribuzione di
Weibull descritta dai due parametri precedenti.
[112]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Il blocco "generatore MAPO" si basa sulla seguente funzione di Matlab
!‹ i = \ T cb ′•Ž • , @ \]' , @ \Mc\b
Il quale genera un valore random di una distribuzione Weibull (wbl), descritta dal parametro
di forma e di scala.
AFR
SA
mappa
parametro
di forma
Par forma
generatore
MAPO
AFR
SA
mappa
parametro
di scala
MAPO
Par scala
Figura 8.21: Motore virtuale, generazione del MAPO
Generazione delle Mappe Fiat 1200 FIRE
Per come è stato pensato il motore virtuale per la generazione di pressione media indicata e
temperatura di scarico, è stato necessario crearsi delle mappe di alcune grandezze in
funzione dei due parametri che l'algoritmo ES si propone di controllare.
Mappa di MFB50
Per ogni prova sono noti MFB50 medio e sua deviazione standard (calcolati tramite
l'applicazione di analisi dei dati di pressione HeatIT_off). Per la deviazione della fase di
combustione si è ritenuta sufficiente l'ipotesi che questa dipenda significativamente solo da
AFR.
La mappa di MFB50 medio mostra come questo cali al diminuire del rapporto aria
combustibile fino a circa 14.6; dopo ricomincia ad aumentare.
In presenza di miscela magra diminuisce la probabilità che le molecole di ossigeno e
combustibile si incontrino per reagire rallentandone il processo.
MFB50 cala sempre all'aumentare dell'anticipo, perché la combustione viene fatta partire
prima e quindi il tutto viene anticipato.
[113]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.22: Mappa di MFB50 generata
Mappa temperatura di scarico
La mappa estrapolata si riferisce alla temperatura stimata nel cilindro 30° prima del punto
morto inferiore, in corrispondenza dell'apertura delle valvole di scarico. La stima della
temperatura dipende dalla pressione, temperatura del collettore di aspirazione e dal
rendimento volumetrico, parametri impostati nell'applicazione HeatIT_off. Il valore ottenuto
non è da considerare come una stima della temperatura dei gas di scarico, dal momento che
trascura l'effetto dell'espansione dei gas all'apertura della valvola, ma è sicuramente ben
correlato alla temperatura dei gas. Questo basta per mettere alla prova l'algoritmo di
controllo basato su ES.
In figura si vede che la temperatura aumenta sempre al diminuire del delta anticipo perché la
combustione viene spostata in avanti con pressioni di fine espansione maggiori e quindi
temperature maggiori.
La temperatura è massima per composizioni magre della miscela perché l'eccesso di aria
rallenta la combustione, quindi a fine espansione le temperature sono maggiori.
Figura 8.23
[114]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Mappe per la generazione del MAPO
Il MAPO ha una distribuzione probabilistica che dipende da quanto il motore sta detonando.
In condizioni poco detonanti il MAPO ha distribuzione normale; man mano che i cicli
diventano più detonanti l'indice ha distribuzione log-normale.
Questi due tipi di distribuzioni probabilistiche possono essere efficacemente descritti con la
distribuzione di Weibull che viene descritta attraverso due parametri positivi: uno di forma
(b) e uno di scala (a).
• ’
Ž
M > = P > P` ` ‘
Figura 8.24
Figura 8.25
[115]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Di seguito viene riportato l'andamento della funzione distribuzione di probabilità con AFR
costante al valore stechiometrico e delta anticipo di 0°, +10°, +20° e +30°. Coerentemente
con quanto detto per valori bassi di anticipo la tendenza a detonare è bassa e il MAPO ha
distribuzione normale, mentre per valori alti di anticipo la distribuzione è di tipo lognormale e la probabilità di avere cicli detonanti aumenta.
Figura 8.26
Generazione delle Mappe GSX-R 600
In questo caso le mappe non sono ottenute estrapolando i dati sperimentali e di conseguenza
i dati sono più attendibili.
Mappa MFB50 medio e sua deviazione standard
Figura 8.27: Mappa sperimentale MFB50 in funzione di AFR e SA
[116]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.28: Motore virtuale, mappa MFB50
L'errore quadratico medio RMSE vale 0.9455.
Figura 8.29: Motore virtuale, mappa deviazione standard MFB50
L'errore quadratico medio RMSE vale 0.3953
Mappa PMI
Per questo motore è possibile avere a disposizione anche la mappa della PMI funzione
direttamente di AFR e SA
Figura 8.30: Mappa sperimentale PMI in funzione di AFR e SA
[117]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.31: Motore Virtuale, mappa PMI
L'errore quadratico medio RMSE vale 0.1142
Mappa temperatura gas di scarico
Figura 8.32: Mappa sperimentale Temperatura dei gas di scarico
Figura 8.33: Motore virtuale, mappa temperatura dei gas di scarico
L'errore quadratico medio RMSE vale 5.310
[118]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Mappe per la generazione di MAPO
Figura 8.34: Mappa sperimentale Mapo
Figura 8.35: Motore virtuale, mappa Mapo
L'errore quadratico medio RMSE vale 0.0096
Figura 8.36
[119]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
8.4. Algoritmo di calibrazione
Il controllo automatico di un dato sistema dinamico si prefigge di modificare il
comportamento del sistema da controllare (ovvero le sue uscite) attraverso la manipolazione
delle grandezze d'ingresso. Ad esempio può richiedersi che l'uscita rimanga costante ad un
valore prefissato al variare dell'ingresso (controllo semplice) oppure segua fedelmente la
dinamica dell'ingresso stesso (sistema di asservimento) a meno di amplificazioni e ritardi.
Spesso alla base di uno studio attento delle specifiche dinamiche di un sistema vi è la
motivazione di ricercare il comportamento “migliore” rispetto a determinati obiettivi.
Quando questi motivi appaiono in forma esplicita, la cornice naturale nella quale ascrivere il
problema è quella del controllo ottimo.
Obiettivo del controllo ottimo è determinare i segnali di controllo tali per cui il sistema da
controllare soddisfi determinati vincoli fisici e allo stesso tempo renda minimo o massimo
un qualche criterio scelto per misurarne le prestazioni.
La formulazione del problema del "controllo ottimo" classico richiede:
• Un modello che descrive il comportamento del sistema dinamico da controllare
• Un indice di comportamento che tiene conto delle specifiche desiderate e delle
esigenze del progettista
• La specificazione delle condizioni al contorno e dei vincoli fisici sugli stati e sul
controllo
La struttura di un problema di controllo ottimo, nella versione più semplice, comprende un
sistema dinamico (lineare o non lineare, a tempo continuo o a tempo discreto) per il quale
possono essere assegnate le funzioni di ingresso. Vi è inoltre una funzione obiettivo il cui
valore è determinato dal comportamento del sistema, ed è, in un certo senso, la misura della
qualità della risposta del sistema. Il problema di controllo ottimo può essere formulato come
selezione di quella funzione di ingresso che ottimizza (massimizza o minimizza) la funzione
obiettivo.
Il controllo del sistema in esame viene affidato ad un altro sistema costruito appositamente,
detto controllore, che viene progettato dopo uno studio preliminare del sistema da
controllare per individuarne il modello matematico esatto, servendosi degli strumenti messi
a punto dalla teoria dei sistemi. Il controllo automatico di un sistema è possibile solo nella
misura in cui il sistema stesso è raggiungibile e osservabile, cioè nella misura in cui è
possibile portarlo in un dato stato interno agendo sui suoi ingressi, e risalire allo stato attuale
del sistema basandosi sulle sue uscite.
Progetto controllore
L'algoritmo creato è un ibrido e trae ispirazione dalla tecnica dell'Extremum Seeking.
Si tratta di un sistema closed loop che va a regolare l'anticipo di accensione e il rapporto
aria-combustibile utilizzando come input il segnale di pressione in camera (pressione
indicata) e la temperatura dei gas di scarico con l'obiettivo di massimizzare una funzione di
merito che verrà definita in seguito.
[120]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
In aggiunta è stato implementato un limitatore dell'anticipo di accensione per il controllo
della detonazione.
STATO
CONTRO
+
SISTE
MAP
PMI
Tscarico
GENERATO
RE
FUNZIONE
DI MERITO
merit
Figura 8.37
Controllore
L'idea che sta alla base del controllore è quella di eccitare il sistema con due disturbi
sinusoidali (uno per SA e uno per AFR) a frequenza nota e confrontare le loro fasi con le
fasi delle armoniche della funzione di merito alla frequenza dei disturbi.
Si parte da un valore iniziale dell'anticipo di accensione e composizione della miscela e si
sommano un disturbo sinusoidale di ampiezza e frequenza nota per le due grandezze.
I valori puntuali di SA e AFR influiscono sulla pressione media indicata (PMI) sulla
temperatura dei gas di scarico e sulla tendenza alla detonazione; a sua volta la PMI puntuale
e la temperatura dei gas di scarico vengono combinati per generare la funzione di merito da
massimizzare che verrà descritta successivamente.
Il sistema è di tipo DIDO (Dual Input Dual Output) quindi i disturbi in input devono essere
disaccoppiati per poi poterli riconoscere nel post trattamento della funzione di merito. Il
disaccoppiamento scelto è basato sulla frequenza.
Il disaccoppiamento dei disturbi fa sì che il controllore sia organizzato in due macro blocchi
che vengono eseguiti in intervalli temporali differenti, richiedendo, rispettivamente,
variazioni di anticipo e di AFR, con l'obiettivo di massimizzare la funzione di merito.
I periodi di oscillazione sono definiti come un numero intero di cicli motore, il macroblocco
del controllo su SA viene eseguito ogni zz cicli, il macroblocco del controllo su AFR viene
eseguito ogni ZZ cicli. zz e ZZ sono multipli interi rispettivamente del periodo del disturbo
su SA e AFR.
Il periodo di oscillazione di AFR (TAFR) è maggiore rispetto al periodo di SA (TSA), per cui il
controllo sull'anticipo girerà con frequenza maggiore.
YY = : a“” , •• = :e a”–G con k1 e k2 interi e multipli.
Per esempio se zz=60 e ZZ=300 il blocco della correzione di AFR verrà eseguito ogni
——
,,
= 5 correzioni di SA.
[121]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
INIZIO
Simulazione di
zz cicli motore
Controllo
SA
SI
Resto
(#ciclo/ZZ)
=0?
N
su
Controllo
SA
su
Controllo
AFR
su
Figura 8.38
Funzione di merito
La funzione di merito viene calcolata considerando la pressione media indicata
temperatura dello scarico generati attraverso il motore virtuale.
E' così definita
1
x
b \C = !k ∗ w1 −
1 + 3.3™∗ fšp›`fœ•ž›
e la
Dove atOd = T ¡¢£¤¡¥ − min b @@ a^NBd NO e Tlim è un valore intermedio tra il minimo e
il massimo della mappa della temperatura dei gas di scarico.
In figura è mostrato l'andamento di 41 −
©u ª.ª«∗ ¬šp›q¬œ•ž›
9 per diversi valori di Tlim.
1
0.9
0.8
0.7
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0
0
50
100
150
200
250
T norm (K)
Figura 8.39
[122]
300
350
400
450
500
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Controllo sull'anticipo
Si inizia col memorizzare tanti valori di merit pari ad un multiplo del periodo di oscillazione
del disturbo su SA (verranno indicati con il simbolo zz); la funzione di merito viene
d?
calcolata ogni ciclo motore per cui la frequenza di campionamento è pari a
e∙-3
SA
(zz
campioni)
merit
(zz
FFT
fase
DISTURBO
SINUSOIDALE
÷
sig
n
Delta anticipo
(prossimi zz
cicli)
FFT
fase
∆SA
modulo
Σ
+
mean
Delta anticipo
iniziale
Figura 8.40: generatore disturbi anticipo
A questo punto si ha un numero sufficiente di campioni per poter farne un'analisi in
frequenza della funzione di merito:
• Si calcola la trasformata di Fourier discreta (FFT) dell'anticipo sugli ultimi zz valori e
se ne analizzano i fattori caratteristici (fase e ampiezza) alla frequenza del disturbo
• Si calcola la FFT di merit sugli ultimi zz valori e per l'armonica a frequenza pari alla
frequenza del disturbo e ne vengono considerati ampiezza e fase.
Come prima cosa vengono comparate le fasi; se il loro rapporto è positivo significa che ci
troviamo a sinistra del massimo, viceversa se il rapporto è negativo ci troviamo a destra del
massimo. Questo sta ad indicare che nel primo caso bisognerà aumentare l'anticipo, mentre
nel secondo caso bisognerà diminuirlo.
Osservando la figura e ponendoci, per esempio, a sinistra del massimo ed eccitando il
sistema con una sinusoide, si vede che quando SA aumenta anche merit aumenta; ciò sta ad
indicare che ingresso ed uscita sono in fase. L'opposto accade se ci si pone a destra del
massimo.
[123]
Tesi del dottorato di ricerca
Merit
Merit
Ing. Manuel Valbonetti
S
Figura 8.41: comparazione delle fase a seguito di un disturbo
Il blocco ∆SA determina l'offset delle variazione dell'anticipo nei seguenti zz cicli.
L'incremento o decremento è proporzionale al rapporto tra l'ampiezza del modulo
dell'armonica e la media degli ultimi zz valori di merit, il tutto moltiplicato per una costante
di guadagno.
La costante di guadagno viene selezionata tra due valori:
• se disturbo e merit sono in fase il guadagno è minore
• se disturbo e merit sono controfase il guadagno è doppio
questa condizione è stata aggiunta perché si è visto che la convergenza del controllore
partendo da valori alti dell'anticipo è più lenta.
Controllo su AFR
Si inizia col memorizzare tanti valori di merit pari ad un multiplo del periodo di oscillazione
del disturbo su AFR (verranno indicati con il simbolo ZZ).
AFR
(ZZ
Merit
(ZZ
campioni)
FFT
fase
DISTURBO
SINUSOIDALE
÷
FFT
fase
modulo
AFR
(prossimi
ZZ cicli)
sig
n
∆AFR
Σ
+
mean
AFR
iniziale
Figura 8.42: controllore AFR
[124]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
A questo punto si ha il numero sufficiente di campioni per fare un'analisi in frequenza della
funzione di merito:
• Si calcola la trasformata di Fourier discreta (FFT) di AFR sugli ultimi ZZ valori e se
ne analizzano i fattori caratteristici (fase e ampiezza) della frequenza del disturbo
• Si calcola la FFT di merit sugli ultimi ZZ valori e per l'armonica a frequenza pari alla
frequenza del disturbo vengono considerati ampiezza e fase.
Come prima cosa vengono comparate le fasi; se il loro rapporto è positivo significa che ci
troviamo a sinistra del massimo, viceversa se il rapporto è negativo ci troviamo a destra del
massimo. Questo sta ad indicare che nel primo caso bisognerà aumentare il rapporto aria
combustibile, mentre nel secondo caso bisognerà diminuirlo.
Il blocco ∆AFR determina l'offset delle variazione di AFR nei seguenti ZZ cicli.
L'incremento o decremento è proporzionale al rapporto tra l'ampiezza del modulo
dell'armonica e la media degli ultimi ZZ valori di merit, il tutto moltiplicato per una costante
di guadagno.
Controllo sul MAPO
Per il controllo del MAPO non si utilizza il valore puntuale ma il valore di MAPO sotto al
quale stanno il 97% dei zz cicli, indicato con MAPO97.
In una memoria vengono scritti i valori di anticipo massimo per dato AFR; il valore
massimo viene ricavato monitorando l'indice di detonazione. Se per il valore attuale di AFR
e SA si supera una soglia predefinita del MAPO97allora per i seguenti zz cicli viene attuato
un anticipo che è al massimo il minimo valore della sinusoide nei zz cicli attuali. Viceversa
non viene imposto nessun limite.
La seconda versione del controllo della detonazione viene fatta limitando il delta anticipo
massimo attuabile non appena si supera la soglia di MAPO97 indipendentemente da AFR.
8.5. Simulazioni algoritmo di calibrazione
I parametri che influenzano il controllore sono le frequenze di oscillazione dei disturbi
sinusoidali, le finestre di osservazione della funzione di merito per il controllo dell'anticipo
e del rapporto aria combustibile e le due costanti di guadagno per la determinazione dei
delta anticipo e delta AFR comandati:
• freq_sa frequenza disturbo sull'anticipo di accensione
• freq_afr frequenza disturbo su AFR
• YY = :
Ddu=_^B
finestra di osservazione di merit per il controllo sull'anticipo
di accensione
[125]
Ing. Manuel Valbonetti
• •• = :e
Ddu=_BDd
Tesi del dottorato di ricerca
finestra di osservazione di merit per il controllo su AFR
• kadv costante di guadagno controllo anticipo di accensione
• kafr costante di guadagno controllo AFR
Tutti questi parametri determinano la dinamica del controllore, nonché la sua precisione a
regime.
Il comportamento del motore è differente in base ai valori iniziali di anticipo e AFR; per cui
si è dovuto cercare un set di parametri di compromesso che fornisse dei buoni risultati per
tutti i tipi di prove in cui è stato testato.
L'obiettivo è quello di far convergere la funzione di merito, precedentemente definita, nel
più breve tempo possibile e partendo da valori diversi di delta anticipo e AFR.
Le prove eseguite sono:
• delta anticipo iniziale basso e AFR iniziale bassi
• delta anticipo iniziale alto e AFR iniziale basso
• delta anticipo iniziale basso e AFR iniziale alto
• delta anticipo iniziale alto e AFR iniziale alto
Per un totale di 600 prove simulate, costituite da 18000 cicli motore ciascuna.
Per ogni prova sono stati memorizzati l'andamento dell'anticipo di accensione, l'andamento
di AFR, l'andamento della funzione di merito e una matrice che per ogni prova tiene
memoria del valore dei vari parametri. Ogni prova è caratterizzata da diverse prestazioni nel
raggiungimento del valore ottimale, in dipendenza dall'impostazione dei parametri del
controllore ES. Ad esempio, il numero di cicli necessario per far convergere l'anticipo, il
numero di cicli necessario per far convergere AFR, l'assenza o presenza di sovraelongazione, possono essere impiegati per stabilire quale sia l'impostazione ottimale. Di
seguito vengono indicati i valori ottimali ottenuti sulla base delle 600 simulazioni:
• freq_sa 1/20 cicli motore
• freq_afr 1/100 cicli motore
• k1 3
• k2 3
• kadv 2.125
• kafr 0.500
I risultati mostrati di seguito sono ottenuti utilizzando i parametri elencati sopra.
Prova 1 FIRE: delta anticipo iniziale basso e AFR iniziale
bassi
La simulazione viene inizializzata con delta anticipo 2°±2° e AFR 12±0.2.
Il controllore ogni 60 cicli motore aggiorna il valore di anticipo sulla base della filosofia ES
illustrata in precedenza, e calcola un incremento (o decremento) da sommare al valor medio
di anticipo utilizzato per i cicli precedenti.
[126]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
In figura si vede come dopo circa 1000 cicli si arriva al valore di regime che è attorno ai
+13.5° rispetto al valore di mappa. Le evidenti oscillazioni a regime sono da imputare alla
costante di guadagno elevata e alla scarsa sensibilità della funzione di merito all'anticipo di
accensione, in prossimità della condizione ottimale. La seconda figura mostra il delta
anticipo filtrato passa basso con frequenza di taglio pari a 1/20 cicli.
Figura 8.43: Andamento della oscillazione di anticipo (Destra) e del valore medio calcolato per ogni iterazione (Sinistra)
Ogni 300 cicli motore il controllore esegue il la medesima valutazione, questa volta
applicando il criterio ES alla preparazione della miscela e, dopo circa 1200 cicli AFR
converge a circa 13.5.
La prima correzione viene fatta erroneamente nel senso opposto: il motivo è da imputare
alla fase dell'armonica della funzione di merito alla frequenza del disturbo su AFR che è
opposta alla fase del disturbo (in altre parole eccitazione e risposta sono in controfase); le
frecce in Figura 8. mettono in evidenza questo fatto.
Dopo il primo passo di calcolo, essendo le due armoniche in fase, il rapporto aria
combustibile viene portato al valore di regime.
Figura 8.44: Andamento della oscillazione di AFR (Destra) e del valore medio calcolato per ogni iterazione (Sinistra)
[127]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.45 : Fase della finzione di merito e fase del disturbo
Nella figura seguente si può notare come nella prima parte della procedura di calcolo ci sia
una forte correlazione tra l'anticipo di accensione e la funzione di merito: infatti si nota
chiaramente la stessa frequenza di oscillazione delle due grandezze.
La correlazione tra AFR e merit emerge dal ciclo 300 in avanti. Non essendoci una chiara
"firma" del disturbo di AFR sui primi 300 campioni l'algoritmo compie un errore. Non
appena l'anticipo inizia ad aumentare merit diventa sensibile al disturbo su AFR, il
controllore si accorge di questo fatto e inizia a correggere correttamente.
Figura 8.46
Il controllore porta il motore da una fase di combustione media iniziale di 20° a una finale
media di circa 6°. I risultati sono soddisfacenti perché effettivamente il massimo della
pressione media indicata si ottiene con un MFB50 di circa 6°.
[128]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.47: punto di partenza e finale del test eseguito partendo da delta anticipo iniziale bassi e AFR iniziale bassi
Figura 8.48 Andamento della temperatura (SX) e della PMI (DX) durante la prova
Figura 8.49 :andamento della funzione di merito durante la prova
[129]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Il controllore non attua nessuna limitazione del delta anticipo perché MAPO si mantiene a
valori bassi.
In Figura 8. a sinistra viene mostrato il valore puntuale del MAPO e a destra il MAPO97
cioè il valore di MAPO limite sotto il quale stanno il 97% di zz cicli motore.
Il controllore non limita il delta anticipo perché mai MAPO97 supera 0.9 bar.
Figura 8.50
Prova 2 FIRE: delta anticipo iniziale alto e AFR iniziale
basso
La simulazione viene inizializzata con delta anticipo 26°±2° e AFR 12±0.2.
Il delta anticipo va a regime al valore di circa 13.5° dopo circa 2000 cicli motore.
Figura 8.51: Andamento della oscillazione di anticipo (Destra) e del valore medio calcolato per ogni iterazione (Sinistra)
AFR converge più lentamente al valore di 13.55 rispetto alla simulazione precedente.
[130]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.52: Andamento della oscillazione di AFR (Destra) e del valore medio calcolato per ogni iterazione (Sinistra)
Il controllore porta il motore da una fase di combustione media iniziale di 8° a una finale
media di circa 6°. I risultati sono soddisfacenti perché effettivamente il massimo della
pressione media indicata si ottiene con un MFB50 tra 5 e 10°.
Figura 8.53 punto di partenza e finale del test eseguito partendo da delta anticipo iniziale alto e AFR iniziale bassi
[131]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.54: Andamento della temperatura (SX) e della PMI (DX) durante la prova
Figura 8.55: Andamento della funzione di merito durante la prova
Il MAPO97 supera il valore limite di 0.9 bar solo nei primi zz cicli, ma di fatto non viene
posta nessuna limitazione all'anticipo perché nei zz cicli seguenti il controllo eseguito
esaminando la funzione di merito lo diminuisce di una quantità che non provoca più
detonazione.
Figura 8.56
[132]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Prova 3 FIRE: delta anticipo iniziale basso e AFR iniziale
alto
La simulazione viene inizializzata con delta anticipo 2°±2° e AFR 17±0.2.
Dopo circa 2000 cicli sia l'anticipo che il rapporto aria combustibile regimano
rispettivamente a 13.5° e 13.6.
Figura 8.57: Andamento della oscillazione di anticipo (Destra) e del valore medio calcolato per ogni iterazione (Sinistra)
La dinamica del controllo sull'anticipo è più veloce rispetto a quella su AFR. Nei primi 1000
cicli AFR è ancora lontano dal suo ottimo e l'unico modo per far calare MFB50 (cioè far
aumentare la PMI e quindi merit) è anticipare l'accensione; per questo motivo viene
mandato a circa 20° quando AFR è ancora maggiore di 15. Quando però anche AFR cala
per portare MFB50 al valore ottimo, che ricordiamo essere vicino ai 6°, l'anticipo deve
diminuire.
Figura 8.58: Andamento della oscillazione di AFR (Destra) e del valore medio calcolato per ogni iterazione (Sinistra)
[133]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.59: punto di partenza e finale del test eseguito partendo da delta anticipo alto e AFR iniziale bassi
Figura 8.60: Andamento della temperatura (SX) e della PMI (DX) durante la prova
Figura 8.61: Andamento della funzione di merito durante la prova
[134]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Il controllore non attua nessuna limitazione del delta anticipo perché il MAPO si mantiene a
basso livello.
Il controllore non limita il delta anticipo perché mai MAPO97 supera 0.9 bar.
Figura 8.62
Prova 4 FIRE: delta anticipo iniziale alto e AFR iniziale
alto
La simulazione viene inizializzata con delta anticipo 26°±2° e AFR 17±0.2.
Dopo circa 3000 cicli sia l'anticipo che il rapporto aria combustibile regimano
rispettivamente a 13.5° e 13.6
Figura 8.63: Andamento della oscillazione di anticipo (Destra) e del valore medio calcolato per ogni iterazione (Sinistra)
[135]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.64: Andamento della oscillazione di AFR (Destra) e del valore medio calcolato per ogni iterazione (Sinistra)
Di tutte le prove questa è la più lenta a convergere, il motivo sta nel gradiente locale della
mappa MFB50 fino al ciclo 1000. Come si vede in figura la sensibilità di MFB50 dal delta
anticipo per AFR fino a 15 è molto bassa (le curve iso-MFB50 vengono attraversate in
obliquo).
AFR viene modificato correttamente fin dall'inizio perché è in controfase con merit, e viene
diminuito.
SA, nei primi step, viene erroneamente incrementato perché è in fase con merit. Solamente
quando la composizione della miscela scende sotto 15.0 allora le due grandezze sono
controfase e il controllore inizia a togliere anticipo portando il motore nel punto di
funzionamento ottimo. Questo comportamento è da imputare alla debolezza del modello
utilizzato per simulare il comportamento del motore, che, per valori molto lontani da quelli
per cui si hanno dati sperimentali (si parte da AFR=17), fornisce valori di PMI poco
veritieri.
Come si vede nella figura seguente c'è una forte correlazione tra merit e AFR, si vede bene
che sono controfase.
[136]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.65
In figura sono riportate le fasi dell'armonica a frequenza del disturbo di SA e le fasi del
disturbo calcolate ogni zz cicli; nei primi passi i due segnali sono in fase e il controllore crea
dei delta anticipo positivi. Dal ciclo 1000 al ciclo 3000 il numero di volte in cui si è contro
fase è maggiore e complessivamente delta SA viene diminuito fino al valore di 13.5°
Figura 8.66 : Fase della finzione di merito e fase del disturbo di anticipo
[137]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.67: punto di partenza e finale del test eseguito partendo da delta anticipo alto e AFR iniziale alto
Figura 8.68:Andamento della temperatura (SX) e della PMI (DX) durante la prova
Figura 8.69: andamento della funzione di merito durante la prova
[138]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Come si vede in figura MAPO97 supera il valore limite di 0.9 bar. Il controllore limita, per
l'intervallo di AFR in cui viene fatta l'analisi statistica del MAPO, il massimo delta-anticipo
attuabile nei seguenti zz cicli simulati.
Figura 8.70
Si innescano una sequenza alto-basso di delta anticipo (che corrispondono ad una sequenza
di cicli mediamente detonanti e no) fino a che questo non inizia a calare.
Per questo motivo si è inserito un limite massimo assoluto: non appena MAPO97 supera 0.9
bar quel valore di anticipo è il massimo attuabile e non è più consentito superarlo.
Prova 1 GSX-R: delta anticipo iniziale basso e AFR iniziale
alto
La simulazione viene inizializzata con anticipo 47°±2° e AFR 13.4±0.2.
Di seguito vengono riportati gli andamenti di delta anticipo e AFR comandati, temperatura
scarico, PMI e merit.
L'anticipo e AFR convergono rispettivamente dopo 1000 e 900 cicli a 56° e 12.3
Figura 8.71
[139]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.72
Figura 8.73
Figura 8.74
[140]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.75
Prova 2 GSX-R: delta anticipo iniziale alto e AFR iniziale
alto
La simulazione viene inizializzata con anticipo 64°±2° e AFR 13.4±0.2.
Di seguito vengono riportati gli andamenti di delta anticipo e AFR comandati, temperatura
scarico, PMI e merit.
L'anticipo e AFR convergono rispettivamente dopo 3000 e 1500 cicli circa a 56° e 12.3
Figura 8.76
[141]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.77
Figura 8.78
Figura 8.79
[142]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
Figura 8.80
[143]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
[144]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
9. Conclusioni
Il sistema di analisi di combustione in tempo reale imbarcabile è uno strumento in grado di
fornire i principali dati indicating entro il ciclo successivo. Pur avendo eseguito i test per
verificare se il sistema è in grado di spedire via CAN i dati calcolati cilindro per cilindro
entro il ciclo successivo si è preferito, per il momento,mettere a disposizione i dati su linea
CAN una volta al ciclo. Questa soluzione è stata adottata per evitare di mettere in crisi il
processore RT.
L'applicazione dispone di una interfaccia host necessaria all'utente di impostare tutti i
parametri che caratterizzano il motore ed i segnali. Permette inoltre di vedere direttamente
quello che sta calcolando il sistema RT senza pregiudicare la comunicazione CAN. È
possibile salvare i dati indicating ciclo-ciclo su file (.txt) e lo streaming a 200kHz in formato
binario. Tale applicazione è utilizzabile anche al banco prova motore con molti vantaggi
rispetto ai tradizionali sistemi di calcolo:
Ingombri ridotti
Possibilità di essere alimentato dalla batteria motore
Possibilità di essere montato in prossimità del motore riducendo la lunghezza dei
cablaggi con conseguente riduzione del rumore elettrico presente sui segnali
Facilità di montaggio con unico connettore
Ottima configurabilità in funzione del quadro segnali (fonica con e senza cava;
con o senza segnale camme; encoder)
Figura 9.1: interfaccia Host del sistema di analisi combustione in tempo reale imbarcabile
[145]
Ing. Manuel Valbonetti
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Gli svantaggi sono sicuramente la possibilità di non poter introdurre ulteriori algoritmi,come
per esempio la stima di coppia, che richiederebbero ulteriore potenza di calcolo.
Per introdurre soluzioni di questo tipo bisogna spostarsi su altre soluzioni più performanti. Il
sistema realizzato su piattaforma ibrida mostrato nel capitolo 7 è in grado di gestire una
notevole mole di dati, potendo arrivare a gestire fino a 12 cilindri per un totale di 40 canali
acquisibili fino a 500kHz. Nel sistema è stata introdotta una logica di gestione dei canali che
permette di separare fino a 3 frequenze di acquisizione mantenendo la sincronizzazione dei
dati rispetto alle frequenze più alte. In questo modo è possibile acquisire quei segnali la cui
dinamica è molto lenta e non vi è interesse alcuno per le frequenze più alte.
Figura 9.2: interfaccia Host del sistema di analisi combustione in tempo reale per sala prove
Tale sistema è in grado di comunicare con i più comuni sistemi di controllo banco per la
gestione del salvataggio dati. Su entrambi i sistemi sarà possibile introdurre la possibilità di
eseguire un algoritmo per la calibrazione automatica come quello mostrato nel capitolo 8.
Per quanto concerne l'utilizzo di questi sistemi ai fini della calibrazione, il metodo che è
stato preso in esame nel Capitolo 8 riesce a portare il valore di anticipo e di AFR ai valori
ottimali per entrambi i motori virtuali in un numero di cicli ragionevole. La dinamica del
controllore è dominata dalla parte più lenta, che per le prove fatte è quella di AFR. La
dinamica dell'AFR influenza quella dell'anticipo di accensione, portando anche a convergere
verso valori di anticipo 'sbagliati', che devono poi essere adeguati man mano che cambia
AFR.
[146]
Ing. Manuel Valbonetti
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Il metodo deve essere ancora migliorato sotto diversi aspetti. In particolare, è necessario
dare la possibilità al controllore di fare passi più grandi soprattutto nelle prime fasi, dove si
è lontani dall'ottimo, tenendo conto per esempio della pendenza della tangente alla curva
che interpola i dati di PMI in funzione di MFB50.
Inoltre, sarebbe importante aggiungere nella definizione della funzione di merito altri
parametri: le emissioni inquinanti, per esempio gli NOx, il particolato.
Una volta fatte queste modifiche e verificato off-line che si raggiunge l'ottimo con un
numero di cicli inferiore senza andare in instabilità sarà possibile implementare questa
soluzione in tempo reale.
[147]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
[148]
Ing. Manuel Valbonetti
Tesi del dottorato di ricerca
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