ET1229L Series | Manual de usuario | Elo TouchSystems sin hilos Enlace RS232, Experimental Receptor DRM, de Proyectos Cronómetro, de Precisión Central de Medidas Revista

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Enlace RS232 sin hilos, Receptor DRM Experimental, Cronómetro de Proyectos, Central de Medidas de Precisión - Revista | Manualzz

Descubriendo el motor paso a paso (II)

E

NLACE

RS232

H

ILOS

LA REVISTA INTERNACIONAL DE ELECTRONICA Y ORDENADORES Nº 285 3,60

Un Receptor DRM

Experimental

Cronómetro de Proyectos

Central de

Medidas de

Precisión (V)

Redacción

VIDELEC, S.L.

Dirección

Eduardo Corral

Colaboradores

Jose Mª Villoch, Pablo de la Muñoza, Andrés Ferrer,

José Muñoz Carmona.

Coordinación Editorial

Iberoa Espamer, S.L.

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Edita

Larpress, S.A.

Dirección de Producción

Gregorio Goñi

Dirección Financiero-Administrativa

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Suscripciones y Pedidos:

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Municipio de Naucalpan de Juárez. (53330) Estado de México

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Portugal

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Depósito legal: GU.3-1980

ISSN 0211-397X

29/Febrero/2.004

Reservados todos los derechos de edición.

Se prohíbe la reproducción total o parcial del contenido de este número, ya sea por medio electrónico o mecánico de fotocopia, grabación u otro sistema de reproducción, sin la autorización expresa del editor.

Las opiniones expresadas a lo largo de los distintos artículos, así como el contenido de los mismos, son responsabilidad exclusiva de los autores. Así mismo, del contenido de los mensajes publicitarios son responsables únicamente los anunciantes.

Copyright=1996 Segment BV

COLECCIÓN PEQUEÑOS

CIRCUITOS

Los títulos de artículos en negrita incluyen la información para la placa de circuito impreso

Alarma y Detector de Proximidad por Infrarrojos

Amplificador con Silenciador

Amplificador de Potencia ascendente con 8 Diodos LEDs Blancos

Amplificador para Micrófono Balanceado

Circuito para Mejorar el EMC

Compresor para micrófono Electret

Comprobador de Transistores Barato y Divertido

Conmutador para Ahorro de Batería

Controlador para Ventilador con Sólo Dos Componentes

Conversor DC/DC con el 555

Generador de Reloj Universal

Indicador de Línea Telefónica Libre

Interfaz IrDA

Módulo LCD en Modo 4 bits

Pequeño Transmisor RC5

Programador AVR

Pulsador On/Off de Seguridad

Receptor del Control Remoto por FM

Receptor del Control Remoto por IR

Regulador de Tensión para RS232

Relé Solar

Sustitutos para las Pantallas LCD Estándar

Timbre Electrónico de Teléfono

Transmisor del Control Remoto por FM

Zumbador de Alimentación

22

18

28

39

29

33

35

23

40

31

21

19

26

21

22

36

18

30

41

25

38

35

20

37

24

MONTAJE DE PROYECTOS

Enlace RS232 sin Hilos

Este artículo demuestra que los módulos de radio denominados

Dispositivos de Rango Corto (SDRs) que disponen de un microcontrolador incorporado, hacen realidad el sueño de muchos montadores de crear un enlace RS 232 sin hilos.

42

Nº 285

FEBRERO 2004

ELEKTOR

CONTENIDO

Descubriendo el motor paso a paso (II)

En la primera parte hablamos de los principios de los motores paso a paso y sus sistemas de control, esta segunda y última parte proporciona un diseño para una unidad de control de 4 canales unipolares con todo el interfaz electrónico necesario para la operación directa en un PC estándar.

Montajes de proyectos

6 Cronómetro de Proyectos

42 Enlace RS232 sin Hilos

50 Descubriendo el motor paso a paso (II)

Artículos informativos

50

66 Un Receptor DRM

Experimental

ARTÍCULOS INFORMATIVOS

Un Receptor DRM Experimental

¿Sabía que la BBC realiza trasmisiones digitales en onda corta y en onda media? El único problema es que las radios

DRM (Digital Radio Mondiale, es decir, Radio Digital

Mundial) no están muy extendidas todavía. Este artículo describe cómo se puede utilizar el Generador de Señal de

RF DDS, de Elektor, acompañado de una pequeña circuitería adicional y un pequeño programa, para recibir esta señal de radiodifusión estéreo de alta calidad en un ordenador o PC portátil.

60 Central de Medidas de Precisión (V)

Regulares

3 Sumario

12 Noticias

16 Ojeada al próximo número

17 Nuevos Libros

49 Libros

66

63 EPS

6

MICROCONTROLADOR

Crónometro de Proyectos

Cálculo de tiempo de varios proyectos a la vez usando un PIC16F84

Diseñado por W. Wätzig

Este cronómetro especial graba los lapsos de tiempo individuales y los suma para producir un tiempo total. El circuito usa un reloj en tiempo real, haciendo una copia de seguridad mediante un condensador del tipo ‘Goldcap’.

Cuando se trabaja en un proyecto, a menudo, el tiempo gastado en cada sesión de trabajo individual necesita almacenarse. Las notas por escrito pueden hacerse como sigue:

Período 1: El 7 de octubre de 8:13 a 8:55.

Período 2: El 7 de octubre de 8:56 a 9:32. y así sucesivamente.

Las diferencias entre los tiempos grabados deben solucionarse, y entonces sumarse para saber cuánto tiempo se ha empleado. El dispositivo descrito aquí fue desarrollado para simplificar esta tarea. Puede guardar el tiempo total gastado en nueve proyectos separados. De hecho, puede usarse para medir las duraciones de tiempo en cualquier aplicación, con tal que no se necesite mucha precisión: por ejemplo, la duración de una competición, o el tiempo de funcionamiento de un equipo (en una casa), o la longitud de un experimento.

El circuito (Figura 1) está basado en la familia del microcontrolador

PIC16F84 de 8 bits y el reloj de tiempo real DS1302 de Dallas Semiconductor (RTC). La información se visualiza en una pantalla de cristal líquido con 2 filas de 16 caracteres. El control se realiza a través de un teclado de tipo teléfono con los dígitos del ‘0’ al ‘9’, el asterisco (‘* ‘) y la almohadilla (‘#’). El teclado se organiza como una matriz con tres columnas y cuatro filas y se conecta al puerto B. El zumbador B1 también se conecta a este puerto a través de T1, y nos da una confirmación audible de cada pulsación de tecla. RA4 activa el teclado y el zumbador. La línea del puerto RA2 activa y desactiva la pantalla, mientras el contraste de la pantalla se puede ajustar con P1.

Funcionamiento

La medida de tiempo para el proyecto N se arranca presionando

‘**N’. N puede tomar cualquier valor de 1 a 9, por lo que el reloj será leído en tiempo real y se copiará en la

Elektor

MICROCONTROLADOR

IC4

LP2950CZ5.0

+5V

K1 Módulo LCD 2 x 16 caracteres

S1 +5V

P1

BT1

9V

C6

10

μ

25V

C7

10

μ

25V

14

IC3

7

+5V

10k

R3

D1

C3

C4

1N4148

R2

1k

4

100n

14

IC1

MCLR

PIC16F84

RB7

RB6

RB5

RB4

RB3

RB2

RB1

RB0

OSC1

16

OSC2

15 5

RA4

RA3

RA2

RA1

RA0

8

7

10

9

6

13

12

11

3

2

1

18

17

R1

X1

10

μ

25V

C1 C2

IC3 = 4011

22p 10MHz 22p

IC2

5

6

7

1 8

V C C 2 V C C 1

SCLK

RTC

DS1302

RST

X1

I/O X2

GND

4

2 X2

C5

3

32.768kHz

100mF

5 6

&

1 2

&

12 13

&

9 8

&

IC3.B

4

R5

IC3.A

3

R6

IC3.D

11

R7

IC3.C

10

R8

10k

D5

1N4148

D4

6

1N4148

D3

1N4148

D2

4

1N4148

5

7

1 2

R4

3 K2

+5V

+5V

T1

BC557

BZ1

5V

020350 - 11

Figura 1. El circuito está basado en la familia del microcontrolador PIC16F84 de 8 bits y el reloj de tiempo real DS1302 de Dallas

Semiconductor (RTC).

H3

K1

Figura 2. Diseño de la placa de circuito impreso y cara de componentes para el cronómetro del proyecto.

C4

P1

C2

C1

X1

R1

R4

R2

IC2

X2

IC1

C3

K2

H1

C5

IC3

R8

BZ1

C7

C6

020350-1

T1

IC4

Bt1

+

-

S1

8 Elektor

MICROCONTROLADOR

LISTA DE COMPONENTES

Resistencias:

R1 = 270 Ω

R2 = 1k

R3 = 33k

R4 = 22k

R5,R6,R7 = 470 Ω

R8 = 10k

P1 = potenciómetro H 10 k

Condensadores:

C1,C2 = 22pF

C3 = 100nF

C4, C6, C7 = 10 μF, 25 V radial

C5 = 100 μF, 5,5 V Goldcap

Semiconductores:

D1-D5 = 1N4148

T1 = BC557

IC1 = PIC16F84-10P, programado, código de pedido 020350-41 (ver Servicio de Lectores)

IC2 = DS1302

IC3 = 4011

IC4 = LP2950CZ5.0 (regulador de baja caída de tensión, 5 V, encapsulado TO92)

Varios:

K1 = tira de 14 pines rectos

K2 = tira de 7 pines hembra recto

BZ1 = zumbador, 5 V

DC

BT1 = pila de 9 V (6F22) con clip de conexión

X1 = cristal de cuarzo de 10 MHz

X2 = cristal de cuarzo de 32,768 kHz

S1 = interruptor on/off

Módulo LCD de 2 x 16 caracteres alfanuméricos

Teclado telefónico (matricial 4x3), por ejemplo Conrad Electronics # 709840

PCB, disponible en el Servicio de Lectores

Disquete (código fuente y objeto), código de pedido 020350-11 o descarga gratuita

Tabla 1

Comandos de control

**

N comenzar el proyecto número N

##

#0* N

N detener el proyecto actual borrar la información de tiempo grabado en el proyecto N mostrar la información de tiempo grabada en el proyecto N n=0 segundos xx = 00-59

#*n

*#n n inicializar

RTC en el registro n n=1 n=2 n=3 n=4 n=5 n=6

Leer RTC en el registro n

EEPROM del microprocesador. La pantalla mostrará el valor de N junto con la fecha y el tiempo, de manera que entonces se puede apagar el dispositivo, ya que el RTC continuará recibiendo alimentación del condensador de almacenaje.

La medición de tiempo para el proyecto actual se detiene presionando ‘##’. El tiempo se lee de nuevo del RTC y el tiempo de inicio almacenado se resta de

éste. El resultado se añade al tiempo acumulado para el proyecto pertinentemente almacenado en la EEPROM. El resultado del cálculo se muestra en el formato días/horas:minutos.

Presionando una de las teclas numéricas del 1 al 9 se muestra durante tres segundos el tiempo acumulado para el proyecto correspondiente en la pantalla, en el formato dd hh mm.

La Tabla 1 muestra una lista de los comandos reconocidos por el cronómetro del proyecto. Cuando se enciende por primera vez debe introducirse la hora y la fecha, escribiendo primero el año, seguido del mes, día, horas, minutos y segundos, en este orden. Además, debe tener en cuenta que el registro de los segundos debe ponerse a cero al inicializar el RTC. Después de una reinicialización (es decir, cuando la alimentación es aplicada por primera vez), el RTC pone el registro de segundos a 80 y entra en modo de ‘espera’.

El consumo actual del dispositivo está alrededor de 4 mA, de forma que minutos horas fecha mes xx = 00-59 xx = 00-23 xx = 01-31 xx = 01-12 día de la semana xx = 01-07 año xx = 00-99 una pila del tipo 9 V PP3 tendrá una larga duración. El regulador de voltaje

IC4 debe ser del tipo bajo consumo para poder exprimir hasta el último miliamperio-hora.

La construcción

Se ha diseñado una placa de circuito impreso bien proporcionada (Figura

2) para el cronómetro del proyecto. El montaje no debe presentar ninguna dificultad, siempre que tengamos cuidado de encajar los componentes polarizados de manera correcta. Los tres IC’s pueden colocarse en zócalos. La matriz del teclado debe encajar limpiamente en el conector de siete pines K2, y el LCD en K1. Finalmente, se obtiene una unidad compacta que cabe en una pequeña caja de plástico.

(020350-1)

10 Elektor

NOTICIAS

N

U E V O

I C W

AT C H D O G

B C D M O S

C O N M AY O R F U N C I O N A L I D A D

Atmel incrementa la seguridad en aplicaciones de automoción

Atmel Corporation, empresa representada en España por Anatronic,

S.A., anuncia la disponibilidad de un nuevo miembro de su familia IC Watchdog con funcionalidad incrementada que ayuda a aumentar la seguridad en las aplicaciones de automoción.

El ATA6025 ha sido fabricado usando el proceso BCDMOS de elevado voltaje

0.8 micras para soportar operaciones de hasta 40 V. Esta tecnología está optimizada para aplicaciones en entornos adversos.

El nuevo dispositivo está especialmente indicado para aplicaciones de automoción, donde se requiere bajo consumo en modo standby, por ejemplo, en los sistemas de iluminación externa de vehículos.

En comparación con IC watchdog convencionales, el ATA6025 ofrece mayor funcionalidad. La función integrada ‘fail safe’ (driver push-pull) ayuda a evitar fallos en funciones de seguridad crítica en vehículos cuando el watchdog no está conectado correctamente al microcontrolador.

Por ejemplo, si falla el microcontrolador que controla los sistemas de iluminación de un vehículo, el ATA6025 realiza esta función y garantiza que las luces permanecen encendidas.

Otras funciones incorporadas son detección de sobrevoltaje y una entrada

Nuevo IC Watchdog BCDMOS con mayor funcionalidad dedicada (pin de ignición) al modo standby, en el cual el IC watchdog

ATA6025 tiene un consumo de corriente de menos de 100 μA.

La funcionalidad incrementada ayuda a los ingenieros de diseño a desarrollar unidades de control electrónico

(ECU) con menos componentes externos para sistemas más seguros. El dispositivo también incluye características de protección para cumplir los estrictos requerimientos de la industria de la automoción.

La fase de salida tiene protección ante cortocircuito con una limitación de corriente de 15 mA. El voltaje de salida máximo de esta fase de salida se limita a 22 V. También dispone de protección ante interferencias, así como EMC y ESD de kV, soportando transitorios de acuerdo al estándar

ISO / TR 7637/1.

N

U E V O E N C A P S U L A D O E N M I N I AT U R A C O N E S T R U C T U R A AVA N Z A D A

EPSON, empresa representada en

España por Anatronic, S.A., anuncia el desarrollo de un nuevo tipo de encapsulado muy compacto.

Este nuevo dispositivo combina la tecnología de moldura de plástico de

EPSON con su conocimiento en la fabricación de cristales ultra compactos en encapsulado cerámico.

La estructura interna es similar a los

IC comunes, donde el chip semiconductor se fija vía un frame de carga.

En el caso del “New Platform Oscillator” (NPO), un cristal en un encapsulado cerámico se añade adicionalmente al mismo frame de carga. Un avanzado proceso de unión garantiza una elevada fiabilidad.

La estructura ofrece una resistencia significativa ante cargas de frecuencia generadas por stress. Esto crea una Un nuevo encapsulado muy compacto de EPSON.

12 Elektor

NOTICIAS clara ventaja respecto a las osciladores en encapsulado cerámico, que están ganando popularidad en el mercado.

Otra ventaja es el coeficiente de extensión de temperatura del encapsulado plástico. Sus dimensiones son idóneas para cambios de tamaño ante alteraciones de temperatura. En el caso del EPSON NPO es similar al de un PCB, por lo que los problemas de soldadura ya pertenecen al pasado.

Por lo tanto, la tecnología NPO hace posible que EPSON ofrezca dispositivos de cuarzo de elevada fiabilidad y ultra compactos. Unos osciladores en un encapsulado de 5 x 3.2 mm serán los primeros disponibles. Posteriormente, aparecerán osciladores de 3.2

x 2.5 y menores. También están previstos unos módulos de reloj en tiempo real (RTC) con la misma estructura en un futuro muy cercano.

Con este nuevo tipo de encapsulado,

EPSON refuerza su liderazgo tecnológico en el mercado de componentes de cuarzo.

Para más información:

Anatronic, S.A.,

Madrid

Tel: 913660159

Fax: 913655095

E-Mail: [email protected]

Internet: http://www.anatronic.com

N

U E V O E S C Á N E R U LT R A C O M P A C T O

Datalogic, empresa representada por

DIODE España, S.A., ha mejorado una de sus soluciones para aplicaciones OEM con la nueva versión del lector de código de barras con láser de posición fija DS1100, que ha sido dise-

ñado específicamente para ser integrado fácilmente en equipos OEM, gracias a sus dimensiones compactas y peso ligero.

El nuevo DS1100 tiene una mayor velocidad de escaneado de 500 operaciones por segundo, haciendo posible un rendimiento de proceso inmejorable, garantizando un funcionamiento optimizado en códigos de elevada resolución.

Además, el motor puede ser encendido y apagado vía comandos de software, dependiendo de las necesidades de la aplicación. Esta característica incrementa la vida del producto y mejora el silencio del equipo en el que se integra.

El DS1100 tiene versiones con ventanas de salida directas y de 90°, que poseen las mismas dimensiones compactas para conseguir una instalación flexible. Existen dos interfaces serie de elevada velocidad que integran y conectan con los sistemas de control existentes de una manera muy fácil. Además, el nuevo lector de código de barras es resistente al polvo y al agua.

El DS1100 es ideal para uso en diversas aplicaciones como analizadores químicos y de sangre, analizadores de código farmacéuticos, cajeros automáticos, impresoras, alquiler de pelí-

Nuevo lector de código de barras de Datalogic.

culas de vídeo y máquinas de revelado de película. También puede ser utilizado en líneas de ensamblaje, tales como WIP y control de calidad.

Para más información:

DIODE España, S.A.

www.diode.es

Tel: 914 568 100

Fax: 915 554 917

NOTICIAS

N

U E V O M O N I T O R T Á C T I L M U LT I F U N C I Ó N

L C D

D E

1 2 ”

El 1229L es ideal para puntos de venta

Macroservice, S.A., incorpora a su actual gama de monitores táctiles del fabricante ELO Touchsystems el nuevo modelo ET1229L, que ha sido diseñado para su utilización como parte de un Terminal Punto de Venta en bares, restaurantes, cafeterías, etc.

Este monitor táctil también se puede configurar para su uso en aplicaciones en hospitales, control de acceso y juegos, ya que su diseño permite el ahorro de espacio.

El 1229L posee un exclusivo diseño de peana, que ofrece máxima estabilidad al monitor cuando es tocado, con lo que el monitor no tiende a ladearse ni a desplazarse hacia atrás. Además, el nuevo diseño ha reducido el número de cables, incorporando la conectividad en el interior del propio monitor.

El nuevo monitor es un TFT de 12.1" con una resolución SVGA de 800x600 puntos y un brillo de 250 cd/m_. El

ángulo de visión horizontal es de 120° y de 100° el vertical. El ratio de contraste es de 300:1.

La pantalla táctil que incorpora este monitor es de 12,1", estando disponible con las diversas tecnologías táctiles

ELO: IntelliTouch, CarrollTouch infrarroja y AccuTouch de tecnología resistiva. El acabado es antirreflejo y el controlador puede ser serie RS-232 o USB.

Una de las características principales de este monitor es la gran versatilidad que le dan las opciones de las que dispone: visor posterior alfanumérico de 2 líneas, lector lateral de tarjetas de banda magnética y lector de huellas dactilares.

El lector de tarjetas es la elección perfecta para aplicaciones que requieren el uso de tarjetas de cliente, tarjetas ID y transacciones con tarjetas de crédito. El visor posterior ofrece al usuario la confirmación visual inmediata de la transacción. Por último, el lector de huellas dactilares ofrece una seguridad inigua-

Nuevo monitor táctil multifunción diseñado para TPV.

lable para la identificación de empleados y todo tipo de sistemas de acceso.

Para más información:

Macroservice, S. A.

Tel: 915715200

Fax: 915711911

Email: [email protected]

Web: www.macroservice.es

M

I C R O S W I T C H E S M I N I AT U R A P A R A D I S P O S I T I V O S E L E C T R Ó N I C O S

ZIPPY Technology, empresa representada en España por Master Coe-

lectrónic, S.L., anuncia sus series

VA-16 y VA-20 de microswitches, que se presentan en los rangos V3-10

10 (4) A 125 / 250 VAC y 4(3) A 125 /

250 VAC.

Las nuevas series, gracias a sus múltiples ventajas, están especialmente indicadas para gran variedad de aplicaciones: joystick, videojuegos, registradores de tiempo, aire acondicionado, procesadores de comida, exprimidores, alarmas, mezcladores, máquinas trituradoras de papel y otros muchos dispositivos y electrodomésticos.

Microswitches miniatura de Zippy

Technology.

14 Elektor

NOTICIAS

Las principales características de estas dos series de microswitches son: frecuencia mecánica y eléctrica de

300 y 10-30 operaciones por minuto, respectivamente, resistencia de contacto inicial de 30 mW como máximo, resistencia de aislamiento (a 500 VDC) de 100 MW como mínimo, y potencia dieléctrica de AC1000 VRMS (50-60

Hz); todo ello con unas diminutas dimensiones.

La temperatura de almacenamiento va de -25 a +100 °C, con una humedad relativa del 85%, logrando una vida de servicio de al menos 5 millones de operaciones mecánicas y 10.000 operaciones eléctricas, dependiendo del tipo de microswitch.

Para más información:

Master Coelectrónic, S.L.

[email protected]

www.mastercoelectronic.com

M O S F E T

D E P O T E N C I A C O N B A J A R E S I S T E N C I A P A R A C O N V E R T I D O R E S

D C / D C

STMicroelectronics ha introducido un MOSFET canal N con resistencia

RDS(on) muy baja, carga de puerta reducida y resistencia térmica baja.

Estas características han sido optimizadas para que el nuevo dispositivo esté especialmente indicado para su uso en convertidores DC/DC de elevada corriente.

El STD150NH02L es un MOSFET canal-N que soporta un flujo VDS de tensión de alimentación de 24 V y un

ID máximo de flujo de corriente de 150

A. Con estos ratios, la resistencia

RDS(on) es de 0.0035 _, mientras que con 10 V, la RDS(on) es de 0.0030 _ y con 5 V se sitúa en 0.0050 _. Con estos datos, se consigue reducir las pérdidas de conducción en gran parte.

El nuevo MOSFET también ha sido diseñado para garantizar una carga de puerta baja, ayudando a reducir las pérdidas de conmutación. Además, la resistencia térmica mínima mejora la gestión de corriente.

El STD150NH02L se ha realizado con tecnología de fabricación StripFET de

ST de tercera generación. Este proceso de 0.6 μm usa técnicas de metalización exclusivas y ensamblaje sin ataduras para conseguir un rendi-

MOSFET de potencia con baja resistencia.

miento óptimo en un encapsulado

DPAK estándar. Por lo tanto, este

MOSFET está especialmente indicado para uso en convertidores de elevada eficacia, los cuales trabajan con corrientes altas de salida.

Para más información:

STMicroelectronics Iberia, S.A.

Juan Esplandiú, 11, 7ºB

28007 Madrid

Tel: 914051615

Fax: 914031134

Web: www.st.com

U . S . R

O B O T I C S P R E S E N TA U N P U N T O D E A C C E S O M U LT I F U N C I Ó N Y D O S TA R J E TA S

I N A L Á M B R I C A S D E L A FA M I L I A

T

U R B O A

1 0 0 M

B P S

U.S. Robotics ha lanzado al mercado tres nuevos miembros de la familia de productos inalámbricos Turbo con una velocidad de transmisión a 100Mbps. Se trata de un punto de acceso y dos tarjetas inalámbricas para ordenadores de sobremesa, portátiles y otros dispositivos.

Basadas en el estándar 802.11g y gracias a la tecnología “Accelerator” de U.S.

Robotics, los equipos de la familia Turbo permiten crear una red “peer to peer” con una velocidad de transmisión de hasta

100Mbps. Por otra parte, los dispositivos son compatibles con los equipos que funcionan bajo el estándar 802.11b a 11 y

22Mbps y 802.11g a 54Mbps.

“Esta solución es perfecta para construir, de manera muy sencilla y económica, redes inalámbricas en el hogar y la pequeña o mediana empresa”, explica Jaime Arranz, director de marketing de U.S. Robotics Iberia. “Nuestras soluciones permiten crear la red más rápida del mercado o trabajar sobre las existentes a la máxima velocidad posible. Esta posibilidad, renueva el compromiso de

U.S. Robotics hacia sus usuarios para que rentabilicen al máximo su inversión en infraestructura y no tengan que realizar nuevos gastos para disfrutar de la tecnología más avanzada”

Mediante el uso exclusivo de tarjetas se puede crear una red de hasta 3 equipos, y mediante la incorporación del punto de acceso, el número de usuarios puede elevarse hasta llegar hasta a los 50. Si es necesario ampliar la red se pueden utilizar sucesivos puntos de acceso que pueden ser configurados para actuar exclusivamente como repetidores de la señal.

Punto de Acceso multifunción Wire-

less Turbo (USR805450) La principal ventaja de este dispositivo es que puede ser utilizado además de cómo punto de acceso, como puente (bridge) entre dos

Elektor 15

NOTICIAS o más redes, repetidor para ampliar el alcance de una red o en modo cliente para proporcionar acceso inalámbrico a cualquier dispositivo Ethernet.

Incorpora funciones avanzadas de gestión SNMP para la administración remota de la red y permite configurar la transmisión y recepción de datos con cobertura óptima cuando varios

Access Point están conectados a la misma red. Además está dotado de un procesador ARM9 para alcanzar el máximo nivel de transferencia de datos en las redes de gran tamaño y volumen de importancia.

Tarjetas Wireless Turbo PCI

(USR805416) y Turbo PC Card

(USR805410). Permiten a los usuarios conectarse a una red inalámbrica desde su propio ordenador de sobremesa, portátil y otros dispositivos. Estas tarjetas incluyen la función

Site Survey para detectar el punto de acceso más cercano y simplificar la configuración de la red inalámbrica.

Además, la tarjeta para ordenadores portátiles tiene un consumo mínimo

Nueva red inalámbrica de U.S. Robotics.

de corriente para que la conexión a redes inalámbricas no suponga una merma considerable de las reservas de la batería.

La seguridad de estas redes está garantizada gracias a que incorporan cifrado WEP (Wired Equivalent Privacy) de 256 bits, acceso WPA (Wi-Fi

Protected Acces) para proteger los datos de posibles intrusos mediante claves dinámicas y autenticación de redes 802.11x.

Acerca de U.S. Robotics®

U.S. Robotics® es líder mundial en la fabricación de módem, proporcionando Internet a millones de hogares y empresas de todo el mundo.

Durante tres décadas, U.S. Robotics® ha estado en la vanguardia de la tecnología para módem, y en 1990 fue el primero en fomentar la velocidad de los módem analógicos en el estándar

V.90 56K. En el año 2000, U.S. Robotics® resurgió como una compañía independiente, y continuará con su tradición de hacer más fiable, sencilla e innovadora la disponibilidad de soluciones de acceso a Internet.

Todos los recursos de U.S. Robotics®, desde la ingeniería hasta el soporte del cliente, están dirigidos a cumplir con este compromiso. U.S. Robotics® es una compañía independiente con sede en la región de Chicago (EE.UU.). Para más información, puede consultar la página web HYPERLINK "http://www.usr.com/es" www.usr.com/es.

Para más información:

AC Comunicación Global

Gustavo Higes [email protected]

Tel: 91 571 50 05

PRÓXIMONÚMERO

C

LIMATIZADOR DE LARGO PERIODO

Nuestra alternativa electrónica a la grabación mecánica de temperatura y humedad es tan compacta que se puede dejar en el compartimento más pequeño de la nevera durante mucho tiempo. El corazón del circuito lo constituye un DS1616 de Dallas. Este pequeño microcontrolador dispone internamente de un sensor de temperatura y la conexión opcional para tres o más sensores. Los datos medidos y captados por el chip son sacados a través de USB o RS232, por lo que se pueden capturar para ser evaluados posteriormente por un software de Windows.

A

MPLIFICADOR

SRPP

FET RIAA

Gracias a la semejanza de características entre los transistores de efecto de campo (FET) y las válvulas, es posible diseñar un preamplificador RIAA basado en el legendario principio

SRPP, hasta ahora sólo aplicado a válvulas. Esta combinación ofrece una característica de sonido especial parecida a la de un disco de vinilo.

16

P

LACA DE MICROCONTROLADOR

80C552

Aquí vamos a presentar un clásico SBC utilizando un moderno miembro de la familia 8052 con una memoria Flash de 64 Kb, 32

Kb de RAM, un ADC de 10 bits con 8 entradas, 3 x 8 conexiones de I/O libres, watchdog, RS232 e I2C. Dichas características permiten usar la placa para muchas aplicaciones, incluyendo algunos desarrollos realizados originalmente para nuestro sistema

MSC1210.

Elektor

Outlook 2003

Por Mercedes Andrés

Gay

ISBN 84-415-1637-5

304 páginas

Editorial Anaya

Multimedia

LIBROS el programa, tratando paso a paso y con todo detalle las operaciones que se deben realizar. Al finalizar el estudio de este libro, Outlook 2003 será pieza capital en su trabajo diario.

JavaScript

Por José Manuel Alarcón

ISBN 84-415-1631-6

336 páginas

Editorial Anaya

Multimedia y sin presuponer conocimientos sobre la materia por parte del lector.

La edición anterior de este libro ha sido uno de los textos más vendidos sobre el tema, apareciendo recomendado en la bibliografía de muchas Universidades e instituciones. La actual versión ha sido revisada y actualizada para asegurar que siga siendo el mejor recurso de aprendizaje sobre JavaScript.

Autoría DVD

Por Juan Diego

Gutiérrez y José

Manuel Silvestre

ISBN 84-415-1551-4

320 páginas

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Se profundiza en el tratamiento del sonido y del vídeo, reforzándose con ejemplos prácticos, completándose la guía con un apéndice con las direcciones Web más relevantes sobre este medio.

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Elektor 17

18

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS

Controlador de Ventilador con Sólo Dos Componentes

001

G. Kleine +4V5...+24V

C1

+3V3

El circuito integrado MAX 6665, de la casa Maxim ( www.maximic.com

), proporciona un controlador de ventilador completo

1

μ dependiente de la temperatura.

Puede activar ventiladores que funcionen con tensiones de hasta 24 V y con corrientes de

JP1

3

7

8

HYST FANOUT

IC1

MAX6665

WARN hasta 250 mA. El circuito integrado está disponible, según este fabricante, en versiones con umbrales de temperatura prese-

JP2

2

FORCEON OT

FANON

6

5

4

1 leccionados comprendidos entre

40° C (MAX 6665 ASA 40) y +

70° C (MAX 6665 ASA 70).

El usuario puede controlar la histéresis del dispositivo a tra-

M

M 1 vés de su entrada “HYST”, la cual puede conectarse a una tensión de + 3,3 V, a masa o en circuito abierto. La siguiente tabla nos muestra los valores de histéresis disponibles:

HYST

Abierto

Masa

+3.3 V

Histéresis

1 °C

4 °C

8 °C

+3V3

R1 R2

μC

El resto de terminales del encapsulado

SO8 de este circuito integrado son la entrada FORCEON y las salidas de estado

WARN, OT y FANON.

La entrada de prueba FORCEON permite que el ventilador esté en funcionamiento incluso por debajo del umbral de temperatura. La salida de drenador abierto

WARN pasa a nivel bajo cuando la temperatura aumenta por encima de 15° C de la

034003 - 11 temperatura umbral seleccionada, mientras que la salida de drenador abierto, OT, indica cuándo la temperatura es superior en 30° C a dicho umbral. La salida de “push-pull”

FANON se puede emplear para indicar, a un dispositivo microcontrolador conectado, que el ventilador está en funcionamiento.

(034003-1)

Sustitutos para Pantallas

LCD Estándar

P. Goossens

Muchos de los circuitos publicados en Elektor utilizan pantallas LCD. Estas pantallas normalmente están pensadas para mostrar texto y son mucho menos caras que las pantallas LCD que pueden mostrar imágenes gráficas complejas.

La legibilidad de la mayoría de las pantallas LCD es, sin lugar a dudas, bastante buena si partimos de una iluminación normal y un ajuste de contraste adecuado. Por desgracia, esta calidad de imagen se reduce con la luz ambiente. Algunas pantallas LCD tienen una luz trasera, que no es más que una fuente de luz localizada detrás de la propia pantalla. Cuando utilizamos una luz trasera, la pantalla completa se ilumina, excepto el lugar donde los píxeles se tienen que hacer visibles.

La localización de los píxeles es más oscura.

La presentación de la pantalla puede mejorar haciendo que las letras se iluminen mientras que el resto de la pantalla permanece a oscuras. Esto se puede conseguir utilizando un programa, pero debido al modo en que las pantallas están hechas, no es posible oscurecer la pantalla completa. Existe un tipo de pantallas que no tiene este problema, denominadas pantallas “VFD”. Este tipo de pantallas muestra sus píxeles brillantes contra un fondo a oscuras, en lugar de hacer que sean los píxeles quienes se oscurecen.

Sin embargo, este tipo de pantallas tiene la desventaja de que requieren una alta tensión para iluminar los píxeles.

002

Afortunadamente, la casa japonesa Noritake ha lanzado recientemente al mercado una serie de módulos VFD (la serie CU) que es compatible con las pantallas LCD estándar. Estas pantallas disponen de convertidores que generan las altas tensiones necesarias para iluminar los píxeles, manteniendo la interfaz de programación y el conector exactamente iguales a los de los módulos

LCD estándar. Esto significa que en cualquier proyecto que esté utilizándose una pantalla LCD estándar, se puede sustituir dicho módulo por una pantalla VFD de la serie CU de este fabricante.

Por supuesto, debemos tener en cuenta que estos módulos consumen mucha más corriente que los módulos LCD estándar.

Esto es algo bastante sorprendente, ya que ellos mismos generan su propia luz. Para una pantalla estándar de 16 x 2 caracteres, el consumo de corriente máximo es de, aproximadamente,

150 mA, mientras que el consumo de corriente para un modelo de 4 x 40 caracteres puede ser, como mucho, 550 mA.

Si estamos interesados en este tipo de nuevas pantallas

LCD deberíamos echar una ojeada a la página web del fabricante en: www.moritake-itron.com

Estas pantallas no pueden conseguirse fácilmente, pero podemos preguntar a nuestro distribuidor de componentes local. En Europa, la casa Noritake tiene oficinas en el Reino

Unido y en Alemania.

(034065-1)

Elektor

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS

Pulsador ON/OFF de Seguridad

003

L. Libertin

El autor de este artículo usa una central de conmutación para que las aplicaciones con tensiones de red puedan encenderse y apagarse individualmente con tan sólo presionar un pulsador. Uno de estos pulsadores activa y desactiva el ordenador, lo cual es muy económico pero imperfecto, ya que pueden producirse situaciones peligrosas cuando se activa un pulsador erróneamente, retirando la alimentación del ordenador en lugar de, por ejemplo, encender la impresora.

El autor encontró una solución que consistía en utilizar un relé que se activaba y se desactivaba sólo si el correspondiente pulsador se presionaba dos veces dentro de un cierto periodo de tiempo. La primera vez que se pulsa un diodo LED en el interior del pulsador parpadea durante unos siete segundos. Si volvemos a activar dicho pulsador dentro de este periodo, el relé se activa y el diodo LED se enciende permanentemente. El procedimiento de desconexión es idéntico. De esta manera el conmutador dispone de un cierto grado de seguridad.

Después de que se ha presionado por primera vez el pulsador S1, el circuito integrado IC1.A se activa y el estado resultante se indica por medio del diodo D2, que comienza a parpadear a un ritmo que viene definido por el oscilador IC2.A. La velocidad de parpadeo está determinada por la resistencia R6 y el condensador C4. Al mismo tiempo, el segundo biestable IC1.B pasa a estar activo a través de sus entradas J/K. El condensador C2 se carga lentamente a través de la resistencia R3. Una vez que se ha alcanzado el umbral de conmutación, el biestable IC1.A se reinicia de nuevo.

Dentro de este periodo se tiene que volver a presionar el correspondiente botón. Si se hace así, el biestable IC1.B pasa a funcionar como biestable de datos (conmutando en el flanco positivo de su pulso), cambiando su estado y provocando que el relé pase a estar activo. Además, el circuito IC2.B

también obliga a que el diodo D2 luzca de manera permanente (o permanezca apagado cuando el relé

Elektor 19

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS

LISTA DE MATERIALES

Resistencias:

R1,R5 = 10k

R2 = 1k

R3 = 56k

R4 = 2k2

R6 = 100k

R7 = 5k6

Condensadores

C1 = 10 nF 5 mm de distancia entre terminales

C2 = 1.000 μF electrolítico de 16 V, radial

C3 = 100 μF electrolítico de 16 V, radial

C4 = 2,2 μF electrolítico de 16 V, radial

C5, C6, C7, C8 = 100 nF

Semiconductores:

D1 = 1N4148

D2 = Diodo LED rojo, de baja corriente

T1 = BC 547

IC1 = 4027

IC2, IC3 = 4093

Varios:

K1, K2 = Terminales para soldar

(espadines o similar)

Re1 = Relé de 12 V (por ejemplo, el

V23057-12V de la casa Siemens)

S1 = Pulsador de un circuito un contacto

20 se desconecta). El condensador C3 asegura que el contacto del relé no pueda cerrarse hasta que su propia tensión de red desaparezca.

El circuito se puede montar sobre una placa de circuito impreso cuyo diagrama de pistas y esquemas de implantación de componentes se muestran en la figura correspondiente. Como es tradicional, nuestros lectores pueden obtener, de forma gratuita, los ficheros correspondientes en la sección de “Descargas gratuitas” de nuestra página web.

(020146-1)

Alarma y Detector de

Proximidad por Infrarrojos

004

T. K. Hareendran

Este circuito se puede construir a partir de componentes baratos que pueden conseguirse fácilmente, algunos de los cuales incluso pueden estar en nuestro banco de trabajo.

El valor de 22

Ω que se indica para la resistencia R1 produce un consumo de corriente medio de unos 65 mA a través del emisor de infrarrojos D1. Como el emisor de infrarrojos se pulsa con un ciclo de trabajo del 50 % (aproximadamente), por medio de la acción del transistor T1 y del circuito integrado

IC1, cada medio ciclo de trabajo se produce un pico de consumo de corriente de unos 128 mA. Esto puede parecer un poco exagerado, pero el hecho es que está dentro de las especificaciones de seguridad del componente LD 274. El circuito integrado LM 567 es un PLL que está configurado para proporcionar una frecuencia de conmutación de unos 20 kHz.

Cuando el rayo infrarrojo emitido por el diodo D1 es reflejado por un objeto próximo, el circuito integrado IC1, a través del diodo receptor D2 y del transistor T2, recibe la señal recuperada de 20 kHz en su entrada, más concretamente en su terminal 3.

Como el PLL del circuito integrado LM 567 está enganchado, la salida del circuito integrado (terminal 8) pasará a nivel bajo, haciendo que el circuito integrado 555 (IC2) pase a funcionar en su modo monoestable, provocando que el zumbador acústico

Bz1 comience a sonar. El monoestable permanece en esta situación durante el tiempo en que la señal reflejada esté siendo recibida. Debido la presencia del transistor T3, se permite la carga del condensador C5, pero sólo cuando no hay señal que esté siendo recibida. En estas condiciones, el circuito integrado 555 se desconecta de forma automática después de un tiempo, que viene determinado por la resistencia R9 y el condensador C5. Utilizando los valores de los componentes que se muestran en el esquema eléctrico, este tiempo es de unos cinco segundos.

Obviamente, los diodos D1 y D2 deben estar montados de manera que este último solamente pueda capturar la luz infrarroja reflejada. La elección de los dos componentes infrarrojos utilizados en este circuito no es muy crítica, pero sí deben ser compatibles en cuanto a su banda de trabajo. Así, por ejemplo, el diodo D1 genera y responde al diodo D2 en la misma longitud de onda. El punto de trabajo del circuito receptor de entrada depende en gran medida de los niveles de luz diurna ambiente, por lo que es posible que sea necesario ajustar el valor de la resistencia R4 para asegurar que exista una tensión comprendida entre 1,5 y 4 V en el colector del transistor T1, cuando no se esté recibiendo ninguna señal.

Algunos zumbadores de tensión continua producen una gran emisión de radiaciones de emisión, de manera que puede ser necesario insertar un diodo en serie con la salida del circuito integrado IC1. Si fuese necesario su uso, este diodo debería ser preferiblemente del tipo Schottky, ya que su correspondiente caída de tensión a nivel bajo, de 0,4 V, es mejor que la de su correspondiente oponente, un diodo de silicio típico de pequeña señal, cuya tensión es de 0,65 V.

(020276-1)

Elektor

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS

Indicador de Línea

Telefónica Libre

R. J. Gorkhali

Dependiendo de la normativa local y de la compañía telefónica a la que estemos conectados, la tensión de una línea telefónica libre puede tener un valor comprendido entre 42 y 60 V. Como esto es lo habitual, esta tensión es suficiente para hacer que un dispositivo diac conduzca y actúe como un tipo de diodo zéner que mantenga una tensión de 38 V, aproximadamente. La corriente requerida para provocar esta acción obliga a que el diodo LED verde de alta eficiencia del circuito se ilumine.

Las tensiones de línea superiores a los 50 V pueden obligar a utilizar una resistencia ligeramente superior a los 10 K que se muestra en el esquema. Cuando descolgamos el receptor, la tensión de línea cae a menos de 15 V (su valor típico es de 12 V), provocando que el diac se bloquee y que el diodo LED no se ilumine.

Los indicadores del esquema eléctrico del circuito “+” y “-” se corresponden con los cables de la línea telefónica. Sin embargo, en un gran número de países la polaridad de la línea se invierte cuando se establece una llamada. Para estar seguros de que el circuito puede funcionar sin problemas bajo estas condiciones, se puede añadir un puente rectificador tal y como se indica en la parte del dibujo con líneas discontinuas.

005

El puente hará que el circuito trabaje de manera independiente si se produce cualquier cambio de polaridad en la línea telefónica. Podemos construirlo a partir de cuatro diodos discretos, como por ejemplo, el 1N4002 o similar.

Por último, debemos señalar que este circuito no está aprobado por ciertos organismos nacionales de la red publica telefónica conmutada, como puede ser el Reino Unido.

(020281-1)

Programador AVR

P. Goossens

Este circuito está pensado para programar microcontroladores AVR, tales como el AT 90S1200, a través del puerto paralelo.

Los dos conectores del tipo “boxheader” (K2 y K3) tienen la distribución de terminales estándar ISP (In System Programming, es decir, Programación En el Sistema) para los controladores AVR. El fabricante recomienda estas dos distribuciones de terminales en un intento de crear una norma estándar para la programación en el circuito de sus controladores AVR. Estas conexiones se pueden encontrar fácilmente en muchas tarjetas de desarrollo de estos controladores.

El programa se encarga de la tarea de hacer la programación. Por lo tanto, siempre será necesario disponer de un programa (ATMEL AVR ISP), que se podrá descargar de manera gratuita en la página web http://www.atmel.com

.

El montaje del circuito puede realizarse sobre una placa de prototipos estándar, ya que no existe ninguna placa del circuito impreso diseñada para este circuito. Esto no debería presentar mayores dificultades, teniendo en cuenta la pequeña cantidad de componentes involucrados en el circuito. A aquellos lectores con menos experiencia les recomendamos que hagan primero una copia del esquema del circuito y vayan tachando cada una de las conexiones que vayan realizando en el esquema eléctrico. Esto simplifica la verificación posterior de que todas las conexiones han sido realizadas correctamente y no se ha olvidado ninguna.

(034024-1)

Elektor 21

22

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS

Interfaz IrDA

A. Bitzer

Muchas placas base de ordenador están equipadas con una interfaz de datos de infrarrojos que cumple con el estándar

IrDA, aunque esta interfaz no se usa frecuentemente. Sin embargo, no es difícil construir un módulo de trasmisión de datos y conectarlo al correspondiente conector.

Como verá en el esquema eléctrico del circuito, no hay muchos componentes ni circuitos integrados involucrados en el diseño, porque en el mercado hay circuitos integrados transceptores que cumplen con el estándar IrDA, de manera que sólo tenemos que añadir unos cuantos componentes pasivos para obtener un circuito que funcione correctamente.

El autor de este artículo ha construido este circuito fácilmente utilizando el circuito integrado TFDU 5102 de la casa Vishay

Semiconductors ( más conocida por Telefunken). Si no encuentra este transceptor de IrDA en el mercado (ya que ha sido descatalogado oficialmente) puede utilizar sin ningún problema el circuito integrado TFDU 6102, totalmente compatible en funcionalidad y en distribución de terminales. Este circuito integrado es más rápido y cumple con las últimas especificaciones del estándar IrDA.

El circuito integrado receptor de baja potencia TFDU 6102 soporta el estándar IrDA a velocidades de datos de hasta 4

Mbits/s (FIR), HP-SIR, Sharp ASK, y modos de control remoto basados en portadora de hasta 2 MHz. Dicho circuito contiene un fotodiodo, un emisor de infrarrojos y una lógica de control

CMOS, y tiene también una protección interna contra emisiones electromagnéticas externas e internas, de manera que no se necesita ningún tipo de apantallamiento exterior.

Este integrado trabaja con tensiones de alimentación comprendidas entre 2,7 y 5,5 V, por lo que es adecuado para trabajar en ordenadores portátiles, de sobremesa, agendas electrónicas y PDAs. También puede emplearse en cámaras de vídeo, impresoras, máquinas de fax, copiadoras, proyectores, y muchos otros tipos de equipos.

El autor ha diseñado una pequeña placa del circuito impreso para el módulo IrDA con una superficie de tan sólo 20 x 20 mm

Relé Solar

W. Zeiller

Las baterías de relativamente larga duración de los sistemas de alimentación solar pueden calentarse bastante en amplios períodos de luz solar y tiempo cálido. Por eso suele conectarse un circuito, en paralelo con la batería de almacenamiento, para conectar un puente de alta potencia (que disipe el exceso de energía solar en forma de calor) o para encender un ventilador por medio de un transistor FET de potencia,

007

(400 mm 2 ). Por supuesto, esto significa que todos los componentes tienen que ser del tipo SMD. Así, el circuito integrado TFDU

6102, en su encapsulado más pequeño, está disponible en versiones verticales y planas. En nuestro montaje se ha decidido utilizar la versión vertical (sufijo “TR3”). Gracias a su pequeño tamaño, la placa del circuito impreso ensamblada puede colocarse fácilmente al lado de la tapa del ordenador o en una ubicación similar. Se conecta a la placa base por medio de un cable plano de cinco hilos. La distribución de terminales para el conector X1 debe adaptarse a la distribución del conector que hay en la placa base.

Una vez montado el módulo, tenemos que editar la memoria BIOS y configurarla para activar el funcionamiento de la

UART con dispositivos IrDA. Esta configuración permite que el sistema operativo (Windows) arranque y ejecute el nuevo dispositivo y lo instale de manera automática. Podemos insertar el CD de Windows para modificar las configuraciones y elegir entre la gran variedad de programas gratuitos que hay en

Internet para usar la interfaz IrDA.

(020047-1)

LISTA DE MATERIALES

Resistencias:

R1 = 7 Ω5 (encapsulado 1210)

R2 = 47 Ω (encapsulado 1206)

R3 = 100 k (encapsulado 1206)

Condensadores:

C1 = 100nF (encapsulado

1206)

C2 = 4μF7 (encapsulado 1210)

Semiconductores:

IC1= TFDU 6102 TR3

(Visahy) (Farnell)

Varios:

X1 = Conector tipo

“pinheader” SIL de 5 terminales

008 siempre que la tensión aumente por encima de, aproximadamente, 14,4 V.

Sin embargo, esta última opción tiende a oscilar, ya que el encendido de un potente sistema de ventilación de 12 V provoca la caída de tensión por debajo de los 14,4 V, lo que causa a su vez la desconexión del sistema de ventilación. En ausencia de una carga externa, la tensión de la batería se recupera rápidamente, con lo que la tensión de los terminales aumenta hasta llegar de

Elektor

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS nuevo a los 14,4 V, iniciándose otra vez el ciclo de comunicación que acabamos de describir, y todo ello a pesar del margen de histéresis introducido en el sistema.

Una solución a este problema viene proporcionada por el circuito que se muestra en este proyecto, el

1 cual activa el ventilador en respuesta al excesivo calor producido por la radiación solar, en lugar del producido por una tensión excesivamente alta en los terminales de la batería.

Basándonos en la experiencia, el riesgo de un sobrecalentamiento de la batería solamente está presente durante el verano, entre las

2 y las 6 de la tarde. La intensidad de la luz solar cae dentro del

ángulo de visión de una “sonda solar”, configurada adecuadamente y con una precisión especialmente alta durante este intervalo. Éste es el principio de funcionamiento del relé solar.

El truco de este circuito, aparentemente bastante sencillo, consiste en utilizar la combinación adecuada de componentes. En lugar de usar un transistor de potencia FET, este circuito utiliza un relé especial de 12 V que puede manejar una carga grande a pesar de su pequeño tamaño. Dicho relé debe tener una resistencia de bobina de, al menos, 600

Ω, en lugar del valor más usual que está comprendido entre 100 y 200

Ω.

Estos requerimientos del relé los cumplen varios modelos de la casa Schrack Components (disponibles en el mercado, entre otros, en el distribuidor Conrad Electronics). En este proyecto se ha utilizado el modelo menos caro, un tipo de relé para placa de circuito impreso, modelo RYII 8-A.

La sonda de luz se conecta en serie con el relé. Dicha sonda está formada por dos fototransistores del tipo BPW 40, conectados en paralelo. La cifra 40 de la referencia del fototransistor se refiere a 40 grados para el ángulo de incidencia de la luz solar. En días de luz solar intensa, la corriente combinada generada por los dos fototransistores es suficiente para provocar que el relé se active, en este caso sin rebotes de conmutación. Cada relé tiene una histéresis bastante grande, de manera que el ventilador conectado a través de los contactos “a” y “b” estará funcionando durante varios minutos o incluso hasta que la sonda ya no reciba suficiente luz.

El termistor NTC conectado en serie realiza dos funciones. La primera es la de compensar los cambios en la resistencia del hilo de cobre de la bobina, la cual se incrementa en, aproximadamente, el 4 % por cada 10°

C de incremento de temperatura. Su segunda función es la de provocar que el relé se desconecte antes de que llegue a fundirse (el relé sólo se

2 desconecta con una tensión de bobina de 4 V). Dependiendo del uso al que esté destinado, la resistencia de 220

Ω del termistor puede modificarse conectando una resistencia de 100

Ω en serie, o una resistencia de 470

Ω conectada en paralelo. Si los fototransistores están conectados con los ejes de los conos de sus ángulos incidentes en paralelo, el ángulo incidente de 40 grados se corresponde con

2 pm de la orientación solar adecuada. Si los fototransistores están doblados en un ligero ángulo, el uno contra el otro, sus ángulos de incidencia se separarán y cubrirán un ángulo más amplio, llegando a ser de hasta 70 grados. Con el circuito prototipo de prueba, los ejes fueron orientados prácticamente en paralelo y el circuito cumplió completamente con nuestras exigencias.

La desconexión automática se produce de manera bastante abrupta, al igual que sucede con el encendido, sin llegar a producirse oscilaciones en los contactos. Este comportamiento también se ve influenciado por el termistor NTC, ya que su coeficiente de temperatura es opuesto al de la PTC de la bobina de relé y es, aproximadamente, cinco veces mayor.

Esto provoca exactamente el efecto deseado para activar y desactivar el relé: una gran corriente de relé para la activación y una pequeña corriente de relé para la desactivación.

El montaje del circuito es realmente sencillo, aunque tendremos que poner atención en una cosa. Los fototransistores parecen diodos LEDs sin ningún tipo de color, por lo que existe la tendencia a pensar que la identificación de sus terminales es la misma que la de los diodos LEDs, en donde el terminal más largo se corresponde con el terminal positivo y el terminal más corto con el negativo. Sin embargo, con el fototransistor BPW 400 la situación es exactamente la opuesta: el terminal más corto se corresponde con el terminal colector. Por supuesto, el diodo de retorno para el relé también debe conectarse con la polaridad correcta. La corriente residual del circuito durante los días nublados y las noches es prácticamente despreciable.

(020284-1)

Regulador de Tensión para RS232

M. Müller

Hay muchas pequeñas aplicaciones donde sería preferible alimentar un dispositivo directamente desde una interfaz RS 232

(V.24), evitando la necesidad de disponer de una fuente de alimentación de red. La mayoría de los circuitos integrados requieren una tensión de alimentación de + 5 V y la interfaz puede proporcionar una corriente de unos 8 mA, de la que la mayor parte sería consumida por un regulador de tensión destinado a esta función, no dejando prácticamente corriente para el circuito de trabajo.

Utilizando tan sólo cuatro transistores podemos construir un regulador de tensión, que está limitado en corriente, y que nos permitiría consumir más de los 8 mA que facilita la interfaz RS 232, todo ello sin ningún tipo de daños sobre el resto del

Elektor 23

24

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS circuito. El circuito ejemplo está configurado para una tensión de salida de + 5 V, una tensión de entrada de al menos 8 V, y una corriente de cortocircuito de 19 mA. La corriente consumida por el propio regulador es tan sólo de 0,2 mA.

El circuito se muestra muy sencillo, pero es algo más complicado de lo que parece. Poca gente llega a apreciar la versatilidad de este circuito de transistores. Para cumplir con los requerimientos del circuito debemos controlar cuidadosamente la ganancia de los transistores. En este proyecto solamente se han utilizado dispositivos en “clase B”, los cuales tienen una ganancia comprendida entre los valores de 220 y 280.

Los diodos D1, D2 y D3 extraen la tensión positiva de la interfaz serie. La limitación de corriente se consigue por medio de la resistencia R1 y el transistor T1. Tan pronto como la tensión en los extremos de la resistencia alcance los 0,7 V (con 18 mA y R1 de 39

Ω), el transistor se activará, apagándose la tensión de salida al desactivar el transistor T2. La tensión de salida de + 5 V viene seleccionada por el diodo zéner D4. Debemos señalar que esta tensión de salida es sólo aproximada, por lo que tendremos cuidado cuando utilicemos componentes que tengan unas tolerancias estrechas con respecto a la tensión de alimentación. Cuando la tensión del diodo zéner y la tensión en los extremos del transistor T4 se suman, el total es de 5,8 V, sin embargo, debido al transistor T3, el diodo está funcionando con una baja corriente y el umbral presente para el transistor T4 es de 4,9 V.

El lazo principal de regulación está construido alrededor de la resistencia R2 y del transistor T2. El elevado valor de la resistencia

R2 (1,5 M) es muy importante, ya que limita la máxima corriente a través de T2. En la salida deseamos proporcionar una corriente máxima de 19 mA, por lo tanto, la base del transistor T2 debe estar alimentada exactamente con 1/220 (la ganancia del transistor) de

19 mA y la corriente en la base del transistor T3 debe ser justo de

1/220 de 80 μA. Con una tensión de entrada de 9 V la caída de tensión en los extremos de la resistencia R2 será de 3,3 V y, por lo tanto, se producirá una corriente de 2,2 μA. El transistor T3 multiplica esta corriente por 220 para obtener una corriente de 0,5 mA, la cual también es la mínima corriente de reposo del circuito.

(030078-1)

Amplificador Ascendente para Alimentar a Ocho

Diodos LEDs Blancos

D. Prabakaran

Los pequeños diodos LED blancos son capaces de proporcionar una amplia luz blanca, sin los problemas de fragilidad y de coste asociados con las luces de fondo fluorescentes. Sin embargo, estos dispositivos tienen un problema con su tensión inversa, que no es demasiado elevada, del orden de 4 V, lo que impide alimentarlos directamente desde una única célula de Ión-Litio.

Aquellas aplicaciones que requieran una mayor cantidad de diodos LEDs blancos o una eficiencia mayor, pueden utilizar un conversor amplificador como el LT 1615, que puede controlar un conjunto de diodos LEDs conectados en serie.

El circuito de alta eficiencia (aproximadamente 80 %) mostrado en este proyecto puede proporcionar una corriente constante que controla hasta un total de 8 diodos LEDs. El control de los 8 diodos LEDs blancos conectados en serie requiere una tensión de al menos 29 V a la salida, y esto es posible gracias al conmutador interno de 36 V y 350 mA del interior del LT 1615.

El diseño de corriente constante del circuito garantiza una corriente estable a través de todos los diodos LEDs, sin tener en cuenta las diferencias de tensión inversa entre los mismos. Aun-

010 que este circuito fue diseñado para funcionar con una única batería de Ión-Litio (de 2,5 a 4,5 V), el circuito integrado LT 1615 también funciona con tensiones de entrada tan bajas como 1 V, sin reducciones importantes de la potencia de salida.

El diodo Schottky de montaje superficial MBR 0502, de la casa Motorola (0,5 A y 20 V), es una buena elección para D1 si la tensión de salida no excede de 20 V. Sin embargo, en esta aplicación es mejor utilizar un diodo que pueda trabajar con tensiones más elevadas, como el modelo MBR 0540 (0,5 A, 40 V).

Los diodos Schottky, con su baja tensión inversa y su rápida velocidad de conmutación, son los que mejor se adaptan a estas necesidades. Muchos fabricantes de componentes tienen modelos equivalentes, pero tendremos que asegurarnos que el componente es capaz de trabajar, al menos, con una corriente de 0,35 A. La bobina L1, un choque de 4,7 μH, podemos conseguirla de los fabricantes Murata, Sumida, CoilCraft, etc.

Para mantener la constante de tiempo (de 0,4 ms) en el esquema de control del LT 1615, la tensión de conmutación incluida en el circuito integrado sólo se desconecta después de alcanzar el límite de corriente de 350 mA (o 100 mA para el

LT 1615-1). Existe un retardo de 100 ns entre el tiempo en que

Elektor

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS se ha alcanzado el límite de corriente y la desactivación del conmutador, durante el cual la corriente por la bobina excede el límite de corriente en una pequeña cantidad. Este sobreconsumo de corriente puede ser beneficioso cuando ayuda a incrementar la cantidad de corriente de salida disponible para valores de bobinas más pequeños. Éste será el pico de corriente del paso por la bobina (y por el diodo) durante su funcionamiento normal. Aunque el circuito dispone internamente de una limitación de corriente de 350 mA, el conmutador de alimentación del circuito integrado LR 1615 puede trabajar con corrientes mayores sin ningún problema, lo que ocurre es que la eficiencia global sufrirá. Obtendremos los mejores resultados cuando la I

PICO los 700 mA para el LT 1615.

se mantenga por debajo de

El circuito integrado LT 1615 utiliza un esquema de control de la constante de tiempo que proporciona una alta eficiencia sobre un amplio rango de corrientes de salida. El LT 1615 también contiene la circuitería que proporciona protección durante las condiciones de inicio y bajo cortocircuitos. Cuando la tensión en el terminal FB es más pequeña que, aproximadamente,

600 mV, el tiempo de desconexión se incrementa hasta 1,5 ms y el límite de corriente se reduce hasta, aproximadamente, 250 mA (por ejemplo, el

70 % de su valor nominal). Esto reduce la corriente media de la bobina y ayuda a minimizar la disipación de potencia en el conmutador de potencia LT 1615, en la bobina externa L1 y en el diodo D1.

La corriente de salida viene determinada por V ref

/ R1, que en nuestro caso será de 1,23 V / 68 = 18 mA.

Podemos encontrar información adicional sobre el LT 1615 en las hojas de características de este componente que se pueden descargar la página web: www.linear-tech.com/pdf/16151fa.pdf

.

(020349-1)

Circuito para Mejorar el EMC

G. Kleine

011

Todos los equipos electrónicos actuales deben cumplir con los requerimientos de la normativa que regula la emisión electromagnética

(EMC). Un problema particular es la radiación de interferencias, por ejemplo, la señal de reloj de los circuitos digitales. Este problema se ataca de manera convencional utilizando apantallamiento para los circuitos y diseñando complejos circuitos de amortiguamiento.

Una aproximación mucho más sencilla y barata es la que ofrece la empresa PulseCore, mediante un circuito integrado oscilador de cristal. Dicho circuito distribuye la energía de la señal interferente sobre una banda o un conjunto de frecuencias, en lugar de concentrarse sobre una única frecuencia. Por lo tanto, la energía en cualquiera de las distintas frecuencias individuales se ve reducida. En la práctica pueden obtenerse reducciones de la señal interferente con valores comprendidos entre 10 y 20 dB.

La técnica utilizada se conoce como “Spread Spectrum” (es decir,

Distribución en el Espectro). El circuito integrado P2010 incluye un oscilador de cristal que es adecuado para frecuencias comprendidas entre 10 y 35 MHz, además del circuito que se encarga de distribuir las oscilaciones a lo largo del espectro. También están dis-

FS0 SR0 Rango de frecuencia Rango de Propagación

1 0 10 a 20 MHz ± 1.50 %

1

0

0

1

0

1

10 a 20 MHz

20 a 35 MHz

20 a 35 MHz

± 2.50 %

± 1.25 %

± 2.00 % ponibles en el mercado circuitos integrados diseñados para trabajar con frecuencias más elevadas. El cristal X1 ha sido diseñado para trabajar con oscilaciones de la frecuencia fundamental. Para los múltiplos del cristal, la bobina L1 asegura que el cristal oscila sobre el armónico correcto (tercero o quinto). El rango de frecuencias se selecciona utilizando el terminal FS0, mientras que el terminal SR0 permite elegir uno o dos rangos diferentes de distribución del espectro (ver tabla adjunta). En la tabla, un “0” indica que Br 2 (y en correspondencia Br 3) están puenteados, mientras que un “1” indica que

Br 2 (y por lo tanto Br 3) están abiertos.

El componente consume una corriente de unos 7 mA, y trabaja con tensiones comprendidas entre 3,3 y 5 V lógicos. Br1 permite que la oscilación de reloj pueda inhabilitarse cuando deseamos realizar pruebas y verificaciones.

(024120-1)

Elektor 25

26

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS

Generador de Reloj Universal

012

R. Zenzinger

+5V

Este generador universal de reloj ha sido implementado utilizando un microcontrolador AT 90S2313 de la casa Atmel, de manera que no requiere demasiados componentes externos. Es un generador de reloj muy versátil que puede usarse en generadores de pulsos y en circuitos temporizadores para la configuración de laboratorio.

Proporciona, aproximadamente,

100 frecuencias de referencia con la precisión de un cristal, y puede usarse para implementar circuitos reguladores de intensidad, generar pulsos de forma de onda arbiS2

1 2 3 4

PWM

EXT.

8x

1N4148

S3

S4

RESET

R1

1 2 3 4

C5

100n

S1

3

6

7

8

9

11

1

2

1 2 3 4

C4

100n

20

RST

PD0

PD1

PD2

IC1

PB0

PB1

PB2

PB3

PD3

PD4

PB4

AT90S2313

PB5

PD5 PB6

PD6 PB7

XTAL1

5

X1

XTAL2

4 10

12

13

14

15

16

17

18

19

D10

R11

D11

R12

D12

R13

R8

330

Ω

R5

100k

R6

P1

10k

PWM VAR

FREQ.

R7

220

Ω

2

μs traria para simulación, así como generador de frecuencia configurable libremente, y muchas más.

Su funcionamiento y ajuste son sencillos y fáciles de comprender.

Como verá en el esquema eléctrico de la figura, todos los puertos del microcontrolador se utilizan totalmente. Las líneas del puerto

PC2 – PD4, PD6 y PB4 son líneas de doble función. Esto no es ningún problema para el microcontrolador, siempre y cuando el programa haya sido diseñado de manera adecuada. En este caso, se utilizan dos conmutadores BCD

0 .... F

FREQ.

R14

220

Ω

R15

5

T1

BC547

0 .... F

+5V

DIVIDER

JP1

R10

5

R2

R3

0 .... F

PWM MODE

+8V...+12V

PB2 OUT

D9

5

1N4001

C1

C7

22p

10

μ

16V

R18

220

Ω

R19

IC2

10MHz

7805

JP3

C6

22p

C2

100n

C3

+5V

4

μ7

16V

PB3 OUT

*

R22

220

Ω

C8

47n ver texto

JP5

R9

R4

220

Ω

1MHz

PB6 OUT

R23 que usan las mismas entradas para leer. Los conmutadores se seleccionan utilizando la línea PB4 y el transistor inversor T1, estando aislados unos de otros por los diodos D1 – D8.

La señal de reloj de 1 MHz también se saca a través de la

R16

22p

JP2

T2

BC547

R17

1k línea PB4. Durante su funcionamiento normal, la salida de 1

MHz está inactiva. Sólo cuando estamos en el modo de trabajo de 1 MHz, el microcontrolador entra en un lazo permanente en el que las otras funciones ya no van a ser utilizadas. Cada una de las salidas PB2, PB3 y PB6 está conectada a la etapa de un transistor, el cual puede configurarse mediante puentes, de acuerdo con la aplicación que hayamos diseñado. Las salidas del microcontrolador pueden llevarse fuera directamente o invertidas por medio de etapas con transistores. Se puede emplear otro puente para conectar una resistencia de “pull-up” directamente a la tensión que se desee, siempre y cuando esté por debajo de la máxima tensión especificada para el transistor. Con los valores de los componentes que se dan en el

+U PULL UP

R20

22p

JP4

T3

BC547

R21

1k

+U PULL UP

R24

22p

JP6

T4

BC547

R25

1k

+U PULL UP

020395 - 11 esquema eléctrico, los circuitos de salida están protegidos contra cortocircuitos y transitorios.

En algunas aplicaciones puede ser necesario modificar los valores de los componentes. Si es así, podemos añadir una circuitería externa adecuada. De este modo, los condensadores

C9, C10 y C11 solamente son necesarios si nuestra aplicación debe tener flancos de pulsos extremadamente abruptos. Estos condensadores aceleran la respuesta de activación del transistor y reducen el tiempo de retardo cuando el transistor va a desconectarse.

La frecuencia, o el ciclo de trabajo del pulso, se selecciona utilizando las líneas PB0, PB1 y PB5. Por medio de PB1 el microcontrolador mide el tiempo requerido por el condensador C8

Elektor

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS para que se cargue a un nivel umbral de 2,2 V. Dentro de este rango, la curva de carga del condensador se mantiene relativamente lineal. El valor máximo se configura por medio de la resistencia R6, mientras que el valor mínimo se hace con la resistencia R9. Estos valores pueden cambiarse si se desea. Para obtener una buena estabilidad con una larga duración, el condensador C8 debe ser de tipo poliestireno (si es posible). Las entradas del microcontrolador están configuradas para utilizar resistencias internas de “pull-up”. Las descripciones siguientes son un pequeño resumen de la utilización de las líneas de E/S:

- PBO, PB1 y PB5: Procesamiento de señales analógicas que utilizan una sencilla red RC. El comparador interno del microcontrolador conmuta cuando la tensión en PB0 excede el valor seleccionado en PB1. El condensador se carga y se descarga bajo control del programa por medio de la señal PB5.

-PB2 y PB6: Frecuencia de reloj en salidas complementarias, conmutables durante el funcionamiento. Aproximadamente se dispone de 100 frecuencias fijas y pueden seleccionarse seis rangos variables. Las salidas pueden usarse directamente o almacenarlas e invertirlas mediante controladores de colector abierto.

-PB4: Salida de reloj de 1 MHz cuando el conmutador divisor de frecuencia fija está seleccionado a “0” y se presiona la señal Reset. Tan sólo se puede salir de este modo de trabajo pulsando de nuevo la señal Reset, la cual provoca que la salida pase a nivel alto y obliga a la señal a realizar el cambio a través del conmutador BCD S3. En modo normal de funcionamiento esta salida está a nivel bajo.

-PB7: Esta línea es un marcador para el flanco del pulso de cada transición de conmutación en las salidas PB2 y PB6. El

Controles

FRECUENCIA (S2, BCD): selecciona la frecuencia básica:

Fija: 0,1, 1, 10, 100, 1.000, 10.000, 50.000 Hz (configuración 1 – 7)

Variable: 50.000, 10.000, 1.000, 100, 10, 1 Hz (configuración 9 – 14)

El generador de reloj está detenido (inhabilitado para las configuraciones 0, 8 y 15).

DIVISOR (S3, BCD): divide la frecuencia base en 15 pasos

(1:1 a 1:15). El factor de división seleccionado sólo llega a ser efectivo después de generar una señal de Reset o cuando se realiza una configuración nueva de FRECUENCIA. Si se tiene seleccionado el paso 0 y se presiona la tecla Reset, se activa el modo 1 MHz.

MODO PWM (S1, BCD): selecciona una de las cuatro frecuencias de reloj. El PWM funciona en paralelo con las frecuencias de salida. El ancho del pulso se puede ajustar utilizando un potenciómetro o una tensión analógica.

ancho del pulso es de 2 μs. Esta salida está activa tanto en frecuencias fijas como variables.

-PB3: Salida del modulador de ancho del pulso (PWM), que funciona en paralelo con las salidas de frecuencia (8 bits de resolución). Puede seleccionarse una de las cuatro frecuencias de reloj PWM utilizando las líneas PD0 y PD1 (19,6 kHz, 2,45 kHz, 306,4 Hz, o un reloj externo en la línea PD5). La frecuencia PWM puede ajustarse en un rango de, aproximadamente, el 0 y el 99,5 % de la tensión de alimentación, utilizando una tensión analógicas (P1). En el modo de trabajo de 1 MHz, la señal PWM continúa funcionando con su configuración más reciente. En las líneas PB2 y PB6 tenemos las mismas opciones de salida.

Frecuencias Fijas

Divisor (S3)

E

F

C

D

A

B

8

9

6

7

4

5

2

3

0

1

0 detenido detenido detenido detenido detenido detenido detenido detenido detenido detenido detenido detenido detenido detenido detenido

1

0.0111

0.01

0.0091

0.00833

0.0077

0.00714

0.00666

0.1

0.05

0.0333

0.025

0.02

0.0166

0.0143

0.0125

2

Frecuencia (S2) (frecuencia en Hz)

3 4

1

0.5

0.3333

0.25

0.2

0.1666

0.143

0.125

0.1111

0.1

0.091

0.0833

0.077

0.0714

0.0666

Modo de 1 MHz (activado por Reset)

10

5

3.333

2.5

2

1.666

1.43

1.25

1.111

1

0.91

0.833

0.77

0.714

0.666

100

50

33.33

25

20

16.66

14.3

12.5

11.11

10

9.1

8.33

7.7

7.14

6.66

(Valores redondeados al 1%, si es necesario)

5

111.1

100

91

83.3

77

71.4

66.6

1,000

500

333.3

250

200

166.6

143

125

Elektor

6

1,111

1,000

910

833

770

714

666

10,000

5,000

3,333

2,500

2,000

1,666

1,430

1,250

27

7

5,555

5,000

4,545

4,166

3,846

3,571

3,333

100,000

25,000

16,666

12,500

10,000

8,333

7,143

6,250

28

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS

Frecuencias Variables

FRECUENCIA (S2)

8

9

A

B

C

D

E

F

Rango de Frecuencia (Hz) detenido

196 – 50.000

39 – 10.000

3,9 – 1.000

0,39 – 100

0,039 – 10

0,0039 – 1 detenido (libre)

Resolución del rango de frecuencia: 8 bits (255 pasos)

2

3

0

1

Modulador de Ancho de Pulso (PWM)

MODO PWM (S1) PB1 PB0 Reloj PWM

1

1

1

0

Externo (PD5)

19,6 kHz

0

0

1

0

2,45 kHz

306,4 Hz

-PD0 y PD1: Entradas de configuración para seleccionar la frecuencia de reloj de la señal PWM, utilizando los conmutadores DIP o conmutadores rotativos BCD. La configuración se captura y almacena con una señal de Reset (ver Tabla 1).

-PD2, PD3, PD4 y PD6: Líneas utilizadas para las entradas de configuración para frecuencia fija y la configuración de los divisores, a través de dos conmutadores BCD. La configuración de la nueva frecuencia se captura inmediatamente después de realizar cualquier cambio en los valores de entrada.

Por el contrario, la configuración de los divisores sólo se captura cuando se hace una señal de Reset, momento en el cual se evalúa la situación del conmutador S3, a continuación de lo cual la línea PB4 cambia de nuevo sobre el conmutador S2.

-PD5: Frecuencia de reloj externa para la señal PWM. Si se presiona la señal de Reset cuando el conmutador S1 = 0, la señal PWM se conmuta a la frecuencia de reloj externa.

El circuito puede alimentarse mediante una pequeña fuente de alimentación (o un adaptador de tensión de red) que proporcione una tensión de salida comprendida entre 8 y 12 V. En la placa del circuito, un regulador de tensión fija convierte la tensión de alimentación en una tensión estabilizada de + 5 V. El diodo D1 protege el circuito contra conexiones con polaridad invertida de la fuente de alimentación.

Los condensadores de desacoplo tienen que soldarse a la placa del circuito lo más próximo posible de los terminales de alimentación del microcontrolador. El conmutador de reset dispone de una red RC para evitar los posibles rebotes del mismo. El cristal debe tener una frecuencia de 10 MHz, ya que todos los cálculos del programa están basados en este valor. Del mismo modo, este cristal debe estar colocado lo más próximo posible al microcontrolador, al igual que los condensadores asociados.

El conmutador pulsador y los conmutadores BCD también tienen que montarse sobre la placa del circuito impreso. Una idea muy práctica es la de emplear los zócalos de los circuitos integrados para montar los conmutadores BCD, de manera que los conmutadores puedan montarse fuera de la placa de circuito impreso y, si fuese necesario, conectarlos mediante cables y conectores.

A la hora de construir un generador debemos tener en cuenta la reglamentación y normativa que rigen las emisiones EMC. Después de todo, en este proyecto estamos trabajando con un microcontrolador rápido que trabaja a una frecuencia de reloj de 10 MHz. Los condensadores de desacoplo conectados directamente al cristal y al microcontrolador deben estar localizados lo más próximos posible del microcontrolador, y los correspondientes condensadores deben conectarse directamente a masa. Se recomienda disponer del plano de masa lo más grande posible o un plano de referencia en forma de rejilla. También utilizaremos cables cortos y/o apantallados. Además, también se usarán diodos sin vueltas con cargas inductivas.

(020395-1)

NOTA: El programa del microcontrolador, incluyendo el código fuente, está disponible en un disquete en nuestro Servicio de Lectores bajo el código de pedido 020395-11, o también se puede obtener de forma gratuita a través de la página web de Elektor Electronics.

Timbre Electrónico de Teléfono

L. Libertin

Este circuito produce un sonido de llamada similar al de los teléfonos más recientes. Está formado por tres osciladores casi idénticos conectados en una cadena, cada uno de los cuales genera una señal de onda cuadrada.

La frecuencia de cada oscilador depende de la combinación de resistencias y condensadores (RC): la resistencia R4 y el condensador C1 alrededor del circuito integrado IC1.A;

013 la resistencia R8 y el condensador C2 alrededor del circuito integrado IC1.B y la resistencia R12 y el condensador C3 alrededor del circuito integrado IC1.C. La pareja de resistencias de 100 K divide la tensión de alimentación asimétrica (entre 5 y 30 V) de manera que, junto con la resistencia de realimentación de 100 K (R3, R7 y R11), la tercera o las dos terceras partes de la tensión de alimentación estarán presentes en las entradas no inversoras de los amplificadores operacionales. De este modo, la tensión en los

Elektor

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS extremos del condensador oscila con una onda triangular comprendida entre estos dos valores.

El primer oscilador trabaja libremente a una frecuencia aproximada de

1/3 de Hz. Solamente cuando su salida está a nivel alto el diodo D1 deja de conducir y, por lo tanto, el

R1

4

IC1

11 segundo oscilador comienza a funcionar. La frecuencia del segundo oscilador es de unos 13 Hz, y el diodo LED D3, opcional, parpadea cuando está en funcionamiento. Cuando la salida del segundo oscilador está a nivel bajo, el tercer oscilador inicia su funcionamiento. La frecuencia de este tercer

3

2

R3

100k

IC1.A

R4

220k oscilador es de 1 KHz, aproximadamente, y éste será el tono que se producirá. El segundo oscilador no es absolutamente necesario: su función es la de

R2

C1

10

μ

40V añadir una pequeña modulación al tono de 1 kHz.

Se conecta un zumbador piezoeléctrico a la salida del tercer oscilador para convertir la señal eléctrica en un tono acústico. El consumo de corriente de este circuito está justo por

IC1 = LM324

1

D1

1N4148

R5

R6

5

6

C2

6n8

C4

100n

R7

100k

IC1.B

R8

5M6

7

R14

*

1k8...18k

D3 high eff.

D2

1N4148

R9

R10

10

9

C3

1n

*

see text

R11

100k

IC1.C

R12

470k

034011 - 11

8

+U

B

+5V...+30V

0mA9 (5V)

1mA65 (30V)

R13

BZ1

Piezo debajo de 1 mA, con una tensión de alimentación de + 5 V.

Estos valores se incrementan hasta los 1,65 mA para una tensión de alimentación de +15 V.

(034011-1)

Zumbador de potencia

G. Baars

A veces tenemos que llamar varias veces a los miembros de nuestra familia para que sepan que la comida está lista, ya que se encuentran en otros lugares de la casa y no nos oyen. Una solución consiste en colocar un zumbador de potencia en la habitación, junto con un pulsador en la parte inferior de las escaleras o en la cocina.

El corazón de este circuito está formado por IC1, un

TDA2030. Este integrado tiene protección térmica que evita su destrucción. Las resistencias R1 y R2 aplican una tensión igual a la mitad de la tensión de alimentación en la entrada

+Vin del amplificador operacional. La resistencia R3 proporciona realimentación. Por último, la combinación de C2, R4 y el potenciómetro P12 determina la frecuencia de oscilación del circuito. La frecuencia del tono también se puede ajustar usando P1. No hay control de volumen porque siempre que queramos llamar la atención bastará con pulsar el botón S1.

Fijaremos el circuito entero en algún sitio donde podamos poner un pulsador. El altavoz se puede colocar en un sitio estratégico, por ejemplo el dormitorio, y usaremos cable de altavoz para conectarlo. Un cable de timbre normal puede causar una importante pérdida de potencia si el altavoz está lejos.

El altavoz podrá manejar una potencia continua de al menos

6 W (con una tensión de alimentación de 20 V). La potencia cae rápidamente cuando cae la tensión (P=Vrms 2 /Rl).

La tensión de alimentación para este circuito no es particularmente crítica, sin embargo, se debe proporcionar sufi-

K1

+4V...+20V

R1

R3

150k

C1

100n

1

IC1

5

C4

100 μ

25V

2

3

TDA2030

R4

4k7

R2

C2

100n

4

P1

100k

C3

220 μ

S1

25V

024059 - 11

LS1

8 Ω

20W ciente corriente. Un buen valor nominal son unos 400 mA a 20

V. A 4 V, será aproximadamente de 25 mA. Seguramente tendremos un pequeño alimentador adecuado en algún lugar de nuestra habitación. También podremos encontrar una fuente de alimentación de bajo coste, como alguna que ha aparecido en esta publicación.

(024059-1)

Elektor 29

+11V

...

+18V

K2

GND

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS

Convertidor DC/DC con 555

L. de Hoo

A menudo es necesario aumentar la tensión de alimentación de un circuito electrónico porque la tensión que necesitamos está cayendo. El circuito que presentamos aquí puede proporcionar una solución en algunos casos, porque se puede usar para convertir una simple tensión de alimentación en una fuente de alimentación balanceada.

La característica más relevante de este circuito es que sin ninguna complicación podemos tener un circuito bastante exótico. Ninguno de los componentes usados en el circuito presentan problemas de localización y la mayoría de los aficionados electrónicos los tendrá.

El núcleo del circuito lo constituye uno de los integrados más conocido, el viejo 555, que se cableará como un oscilador y generará una frecuencia de unos 160 KHz. El oscilador está seguido de dos rectificadores dobladores de tensión, que constan de C1, D1, D2, C3 y C7, D3, D4, C5. A continuación hay dos reguladores de tensión para estabilizar las tensiones positiva y negativa generadas de esta manera.

El ciclo de trabajo del 555 se ajusta aproximadamente al

50 % usando R1 y R2. La onda cuadrada de la salida del temporizador tiene un offset DC, que se elimina con C4 y R3. La amplitud de la señal de salida del 555 es aproximadamente igual a la tensión de alimentación menos 1,5 V, por lo que con una tensión de entrada de alimentación de 12 V en el pin 3

015 habrá una señal de onda cuadrada de una amplitud aproximada de 10,5 Vpp.

Con respecto a masa (en R3), ésta es +5 V / –5 V. Aunque éste tiene una tensión simétrica, sus amplitudes positiva y negativa son demasiado pequeñas y no están estabilizadas.

En lo que se refiere a dividir la señal de onda cuadrada en amplitudes positivas y negativas suficientemente grandes, hay que añadir C1/D2 para la tensión positiva, haciendo que la mitad positiva se doble en amplitud. Para la mitad negativa, se consigue el mismo efecto usando C7/D3. Siguiendo esto, las dos señales se suavizan con D1/C3 y D4/C5, respectivamente. Ambas tensiones son ahora bastante altas para ser aplicadas a un regulador de tensión normal de 5 V dando una tensión de salida de +5 V y -5 V en la salida.

La tensión de entrada no tiene que estar regulada aunque debe estar entre +11 y +18 V. La corriente de salida máxima es ±50 mA con una tensión de entrada de 12 V.

Este circuito es una excelente elección para generar tensiones de salida auxiliares, tales como tensiones de alimentación para amplificadores operacionales de pequeña potencia. Naturalmente, el convertidor se puede alimentar a partir de la tensión de batería de un vehículo, lo que le da un atractivo especial.

(030003-1)

R1

R2

C8

1n

C1 D1

100 μ

16V

BAT85

BAT85

D2

C3

100 μ 16V

IC2

78L05

4 8

7

DIS

R

2

TR

6

THR

CV

5

IC1

555

OUT

1

3

C4

100

μ

16V

BAT85

C7

D3

C5

100

μ 16V

D4

R3 100 μ

16V

BAT85 79L05

IC3

C2

100n

C6

100n

K1

+5V

GND

–5V

030003 - 11

30 Elektor

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS

Pequeño Transmisor RC5

F. Wohlrabe

En Elektor hemos publicado muchos artículos sobre transmisión de datos IR usando el código Philips RC5. Un prerrequisito para el uso de dichos circuitos es un mando a distancia construido por Philips o Loewe, o incluso un transmisor RC5 basado en el integrado codificador SAA3010.

Actualmente Philips tiene descatalogado su codificador

RC5 desde finales del pasado año. A pesar de ello, no parece difícil obtenerlo en algunos almacenes y es posible que poda-

1 mos encontrarlo durante algún tiempo.

Esto nos puede ser útil siempre que lo que queramos sea un simple mando a distancia, y además en el mercado hay algunos integrados alternativos como son el PT2211 de Princeton y el

HT6230 de Holtek.

Nuestro objetivo es tener un transmisor versátil que se pueda comunicar con varios dispositivos diferentes. Esto sólo se puede conseguir usando un código con dirección modificable, mediante 8 microinterruptores DIP, lo que nos da un sistema de direcciones seleccionable entre 0-7. De acuerdo al protocolo RC5, esto hace posible direccionar el dispositivo listado en la

Tabla 1 y para nuestros fines, el sistema de direcciones DIY (7) es especialmente interesante.

Un jumper (puente cableado) permite seleccionar otros rangos de dirección alternativos tal y como se muestra en la

Tabla 2. Esto permite que el transmisor RC5 trabaje con todos los receptores RC5.

Utilizando los diez pulsadores podremos enviar hasta diez comandos diferentes al dispositivo seleccionado por JP2 y S11.

Los botones S1 y S2 tienen aquí una función especial: dependiendo de la configuración de JP1 (que puede ser un jumper, un puente con cable o un pequeño interruptor deslizante), S1

+U

S10 S9 S8 S7

S11

S6 S5

S2

1

S4 S3

S1

JP2

V

JP1

P

C1

100

μ 16V

28

24

25

26

27

21

22

23

X3

X4

X5

X6

X0

X1

X2

13

12

11

10

9

17

16

15

DR0

DR1

DR2

DR3

DR4

DR5

DR6

DR7

6

5

4

3

Z3

Z2

Z1

Z0

IC1

SSM

2

X7

1

SAA3010

DATA

MDATA

8

7

OSC

18

TP1

TP2

20

19

14

R4

1k

D1

R5

X1

429kHz

D2

LD274

R1 R2 R3

BT1

T1

2x 1V5

BC517

024034 - 11

Elektor 31

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS

Tabla 1

S11

1

2

5

6

3

4

7

8

Dirección Dispositivo

0 TV1

1

2

TV2

Videotexto

5

6

3

4

7

Extensión TV1/TV2

Reproductor de visión láser

VCR1

VCR2

Reservado

Tabla 3

Botón

S3

S4

S5

S6

S7

S8

S9

S10

S1

S2

S1

S2 y S2 controlan el volumen (audio) o los valores prefijados, tal y como se muestra en la Tabla 3. Esto hace que nuestro sencillo transmisor RC5 sea compatible con el circuito de control remoto publicado en el número de Mayo del 2001 en Elektor.

En otros aspectos, el circuito mostrado en la Figura 1 corresponde a las especificaciones de las hojas de características. El pin SSM está conectado a Vpp, ya que la selección de la dirección se hace con los microinterruptores DIP. Philips nos aconseja usar un resonador con una frecuencia de reloj de 429

Tabla 2

Rango de dirección

0–7

8–15

16–23

24–31

Jumper JP2

1–2

1–3

1–4

1–5

KHz, lo que nos da las temporizaciones para el protocolo RC5.

Sin embargo, es imposible usar un resonador de 455 KHz (que es fácil de conseguir), porque supondría un recorte de 40 ms en los intervalos de bit, lo cual debería tenerse en cuenta en el diseño de un receptor DIY.

Se usa un transistor Darlintong BC517 para excitar el diodo transmisor de infrarrojos (D2), el cual emite en la región de 950 nm, por su elevada ganancia de corriente (la cual es tan grande

Comando

0

1

2

5

6

3

4

7

16

17

32

33

-

-

-

-

JP1

-

-

-

-

1-2

1-2

2-3

2-3

Comando

0

1

2

5

6

3

4

7

+ Volumen

– Volumen

+ Preset

– Preset

2

LISTADO DE

COMPONENTES

Resistencias:

R1 = 100 Ω

R2, R3 = 1 Ω5

R4 = 1 k

R5 = 6k8

Condensadores:

C1 = 100 μF, 16 V, radial

(bajo perfil)

Semiconductores:

D1 = LED, rojo, 3 mm

D2 = LD274

R5

X1

IC1

JP2

R4

R2

R3

R1

H2

T1 = BC517

IC1 = SAA3010 (ver texto)

Varios:

BT1 = dos pilas 1,5 V con portapilas

S1-S10 = pulsador, montaje en PCB (por ejemplo

ITT/Shadow D6)

X1 = 429 kHz 2-pin resonador cerámico

JP1 = tira de 3 pines macho recto con jumper, o puente con cable

JP2 = puente con cable

S11 = interruptores SIP de

8 vías que puede excitar un LED normal como un indicador de operación). El nivel de corriente está fijado para que el control remoto del transmisor pueda alcanzar hasta ocho metros.

El circuito trabaja con una tensión de alimentación de 3 V.

Pueden usarse dos pilas AAA o AA como fuente de energía.

En estado de reposo, la carga de las baterías es menor de 10 mA.

Nosotros hemos diseñado una placa de circuito para este sencillo transmisor de IR (Figura 2). La placa de circuito impreso se puede descargar de la página de Elektor (descargas gratuitas, ítem 024034-11).

(024034-1)

32 Elektor

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS

Receptor de Control Remoto en FM

017

T. Giesberts

Frecuentemente es necesario conmutar algunas aplicaciones eléctricas a distancia (por ejemplo la luz del garaje, cuando aún estamos en casa) sin que haya una línea directa entre la señal del transmisor y el receptor, por lo que no podemos usar infrarrojos, sino señales de radio.

A1

1

C1

100n

RF

2

5

RFIN DATA

IC1

R5-434-5-20

AF

RSSI

4

+5V

7

6

3

R1

1k

R2

1k

R3

1k

+5V

K1

+5V

DATA

AF

RSSI

12

11

D

R

13

S

10

IC3.B

C

IC3 = 74HC74

9

8

Una solución ideal para esta aplicación está en los módulos transmisor y receptor, que operan a una frecuencia de 433

MHz y están preparados para usarlos nada más conectarlos.

Este circuito complementa el pequeño transmisor FM que se usa como un módulo. Aquí vamos a describir el receptor asociado, el cual capta las señales del transmisor usando el módulo receptor modelo R5-434-5-20 de

R.F. Solutions (también en versión de 20 Kbps).

Este integrado receptor está sintonizado a una frecuencia de 433,92 MHz, exactamente la misma del transmisor.

Para evitar interferencias y un uso no autorizado, el transmisor envía un código de señal, que es procesado en nuestro receptor por el decodificador

HT12F de Holtek. P1 y R5 se usan para sintonizar la frecuencia del oscilador del decodificador que es

+5V

S1

6

7

8

1

2

3

4

5

A5

A6

A7

A0

A1

A2

A3

A4

C2

100n

+5V

18

DIN

VT

IC2

OSC1

OSC2

HT12F

9

A11

A10

A9

A8

14

17

16

15

13

12

11

10

S2

R4

1k

R5

47k

K2

P1

25k

+5V

DEC.

2

3

D

R

1

S

4

IC3.A

JP1

VT

+5V

C

/2

R6

5

6

+12V

R8 codificado en el transmisor. De esta forma cualquier variación debido a tolerancias o una tensión de batería diferente se puede compensar mediante P1. Los bits de datos se colocan usando puentes soldados en la PCB (S1 y S2).

Con el jumper JP1 puede separarse la salida a través de un circuito divisor por dos (la mitad de IC3, un doble flip-flop tipo D 74 HC74), de manera que el relé RE1 puede permanecer activado sin presencia de señal. El contacto del relé conecta un contacto de la regleta K4 a K3 a través de un fusible. Los otros contactos se conectan directamente. El relé y las regletas se colocan de forma que la tensión de red quede lo más lejos posible de la PCB para cumplir las especificaciones de seguridad de Clase II. También es posible conectar la regleta K4 con K5 para segu-

230V

K3

K4

K5

F1

1A T

TR1

9V

1VA5

C9

47n

C8

47n

RE1 =

V23057-B0002-A101

B1

B80C1500

C6

47n

C7

47n

+12V

C5

470

μ

25V

+12V

T1

BC547B

IC4

RE1

78L05

D1

1N4148

R7

C4

4

μ7

63V

D2

POWER

14

C3

100n

IC3

7

+5V

034044 - 11 ridad de las tensiones de red. En este caso deberíamos asegurarnos que la tensión de red esté conectada a través de un relé y un fusible.

El circuito tiene una fuente de alimentación en la placa, estando lista para usarse tan pronto como el montaje esté completo. El relé y el indicador de alimentación se excitan directamente desde la salida del transformador, manteniendo la carga en el pequeño regulador de 5 V (78L05). A nosotros nos bastará con tener una tensión de alimentación de unos pocos miliamperios.

La utilización de un módulo receptor listo para usar simplifica la construcción de este circuito y también lo hace más fiable. Aparte de la entrada de

RF (RF IN) el módulo tiene una salida de datos y analógica (AF). También hay una salida de estado que nos da una indicación de la potencia de la señal de

RF (RSSI). Esas dos últimas señales no se usan en esta aplicación. Hay otro artículo en este número

(amplificador con circuito reductor de ruido) que uti-

Elektor 33

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS liza esas dos señales analógicas con un circuito extra y una versión modificada del transmisor. Por esta razón todas las salidas del módulo receptor están disponibles en una tira de 5 pines (K1), junto con la tensión de alimentación. Las resistencias R1 y R3 protegen las salidas de tensión de corto-circuito. La tensión de este conector sólo puede proporcionar unos pocos miliamperios.

Al igual que en el transmisor, la antena se ha montado lo más cerca posible del pin

‘RF IN’. La construcción de la antena se describe en el artículo del transmisor. La salida del decodificador (al igual que la tensión de alimentación) sale a un pin de conector (K2), haciendo que la señal lógica esté disponible para los circuitos que la necesiten.

~

K5

~

K4

H1

TR1

OUT1 K3

C8

R8

D2

T

OUT2

+5V

K2

P1

S1

C1

B1

C9 IC4

C5

R5

D1

C4

034044-1

RE1

T1

C2

H3

T

JP1

/2

AF

K1

+5V

VT

F1

1A/T C3

Las PCBs de transmisor y receptor se han combinado en una placa para mantener el coste bajo. La pequeña placa del transmisor se puede separar fácilmente de la otra placa. El resto de placa corresponde a la receptora, que está bien organizada (no debemos olvidar el puente debajo de IC3). Es posible que el jumper JP1 se pueda colocar con un poco de dificultad entre IC3 y el módulo receptor IC1.

Todos los conectores se han colocado en los bordes de la PCB. Si hacemos una conexión a K1 deberíamos tener cuidado de no hacer contacto con la masa metálica del módulo.

(034044-1)

LISTA DE COMPONENTES

Resistencias:

R1-R4 = 1 k

R5 = 47 k

R6, R7, R8 = 10 k

P1 = 25k potenciómetros

Condensadores:

C1, C2, C3= 100 nF cerámico

C4 = 4μF7, 63 V, radial

C5 = 470 μF, 25 V, radial

C6-C9 = 47 nF, cerámico

Semiconductores:

D1 = 1N4148

D2 = LED, alta eficiencia

T1 = BC547B

IC1 = R5-434-5-20 de R.F.

Solutions (Farnell # 352-4383)

IC2 = HT12F de Holtek (Maplin)

IC3 = 74HC74

IC4 = 78L05

Varios:

JP1 = 3 pines macho con jumper

K1 = tira de 5 pines macho

K2 = tira de 3 pines macho

K3, K4, K5 = regleta para PCB de 2 vías, separación de pines 7,5 mm

S1, S2 = puentes

B1 = B80C1500 (encapsulado rectangular) (80V piv, 1,5 A)

TR1 = transformador de red,

9V/1,5VA, por ejemplo, modelo

EI30-X6/4001/112 VV1109

F1 = fusible, 1AT (retardado), con portafusibles para PCB

RE1 = V23057-B0002-A101 tarjeta vertical de relé 12 V/330

W/ 8 A

PCB, código de pedido 034044-1

(transmisor y receptor)

34 Elektor

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS

Comprobador de Transistores

Barato y Eficiente

018

R. J. Gorkhali

Mediante este sencillo sistema de indicación visual, este pequeño comprobador de transistores nos permite chequear de forma rápida si un transistor de tipo NPN o PNP funciona o no. Si el dispositivo bajo prueba es un NPN entonces el LED verde (D1) parpadeará, mientras que el rojo lo hará para un transistor de tipo PNP. Sin embargo, si el transistor está en corto, ambos LEDs parpadearán y un transistor en circuito abierto hará que los LEDs permanezcan apagados.

El circuito está basado en un CD4011B, un integrado de cuatro puertas NAND, cuatro componentes pasivos y dos

LEDs. La cuarta puerta del integrado no se usa y sus entradas son puestas a masa. Alternativamente, podemos conectar sus entradas y salidas en paralelo con IC1.C para incrementar la excitación al circuito de comprobación del transistor.

IC1.A e IC1.B junto con R2, R3 y C1 forman un oscilador que genera una onda de baja frecuencia en el pin 4. Esta señal se aplica al emisor del transistor bajo prueba además de al inversor IC1.C. La señal invertida de IC1.C y la salida del oscilador excitan el circuito de prueba (LEDs, dispositivo bajo prueba,

R1) de forma que la tensión en esa parte del circuito está invertido todo el tiempo.

Por ejemplo, con un transistor NPN bajo prueba, cuando el pin 10 está a nivel alto y el pin 4 a bajo, la corriente circula a través del LED D1 y el transistor se polariza en directo. Sin embargo, no circula corriente cuando los pines 10 y 4 cambian de estado, porque el transistor está inversamente polarizado.

El LED verde D1, parpadeará entonces a una velocidad que determinará el oscilador.

Como es previsible, un transistor PNP estará polarizado en directo cuando en el pin 10 haya un nivel bajo y en el 4 un nivel alto, haciendo que la corriente circule y el LED rojo se ilumine.

Una alimentación de unos 3 V (dos pilas de 1,5 V conectadas en serie ) debería ser suficiente. Para evitar daños al transistor bajo prueba, no se usarán tensiones de alimentación superiores a 4,5 V. Debido a que las corrientes del LED están limitadas a unos pocos miliamperios en la salida de IC1.C ( también dependiente de la tensión de alimentación), se recomienda usar LEDs de alta eficiencia en D1 y D2.

(030029-1)

Receptor de Control

Remoto por IR

En la actualidad muchos sistemas de audio son modulares y cada uno de ellos tiene varias partes claramente diferenciadas.

Lo normal es que sólo el amplificador tenga un mando a distancia remoto, debido a cuestiones económicas. Luego las señales de control se envían a las otras unidades usando cables. El sintonizador y el reproductor de CD, por ejemplo, no tendrán un módulo receptor. Cuando el sintonizador se compra de forma separada es posible que no pueda usarse directamente con un mando a distancia, lo que en la práctica es una gran desventaja. La única forma de acoplarlo es conectando un receptor IR en la entrada por cable, que es lo que hace este circuito.

En la práctica no siempre está claro qué señal deberíamos usar y qué polaridad debería tener. Sin embargo, lo más adecuado sería usar una señal demodulada. Por estas razones hemos decidido combinar un receptor estándar IR y dos inversores. El primer inversor también funciona como un buffer porque la salida del módulo tiene una alta impedancia. La salida del módulo receptor está activa a nivel bajo, por lo que en la salida del primer inversor hay una señal no invertida. El segundo inversor invierte de nuevo esta señal.

El jumper JP1 se usa para seleccionar cuál de las señales aparece en la salida. La resistencia R2 protege la salida de cortocircuitos o posibles sobrecargas en la etapa de excitación

(por ejemplo, cuando la entrada usa lógica de

3 V). La red R1/C1 elimina cualquier posible pico de la alimentación.

Las baterías son adecuadas para la tensión de alimentación, porque el circuito sólo consume 1 mA. Con un pack de cuatro baterías recargables de 1.800 mAh el circuito puede funcionar de forma ininte-

Elektor 35

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS rrumpida durante 2,5 meses. Cuatro baterías de NiMH y un cargador son la mejor solución para la alimentación. Si nos aseguramos de apagar el circuito cuando no esté en marcha, podremos usar pilas alcalinas (tipo AA). Debido a su gran capacidad, pueden llegar a durarnos hasta medio año. Cuando realicemos la elección lo único que nos tiene que quedar claro es que son mejores.

(034037-1)

Interruptor para Ahorrar

Batería

0 +

T2

C1

S1

020

T. Giesberts

Hay circuitos que consumen sólo un poco de energía o requieren energía ocasionalmente durante cortos periodos de tiempo. Un ejemplo de esto último es el ‘Transmisor de Control remoto por FM’. Este tipo de circuito se puede alimentar fácilmente por una pequeña pila de botón de litio. La CR2032 nos viene rápidamente a la cabeza, porque es la batería más popular usada en muchas aplicaciones y es fácil de encontrar.

El circuito mostrado aquí se diseñó para proteger esas pilas de botón de cortocircuitos o consumos. Su función principal es restringir el tiempo que la alimentación se puede consumir de la pila después de pulsar un botón. En lo que se refiere al montaje, para hacerlo lo más fácil posible hemos diseñado una PCB en la que pueden colocarse los tres tipos de soportes de batería más comunes para la

CR2032, incluyendo los que tienen pines soldables. Hay al menos dos tipos de porta-pilas disponibles para pilas simples: una pequeña y otra más ancha. Sus diámetros son 22,75 y 27,76 mm respectivamente. La PCB es

034041-1

T1 un poco más grande para que se pueda colocar el porta-pilas más ancho. Cuando pidamos el porta-pilas, si no tenemos claro el tipo que podemos conseguir, podemos pedir las dos PCBs.

El circuito sólo consta de un sencillo comparador con dos transistores. A pesar de su sencillez el valor de R3 tiene que ajustarse para obtener las características requeridas del conmutador. En uno de nuestros prototipos el mejor valor para R3 fue 1 MW y en otro fue 2,2 M. Deberíamos elegir aquel en el que el circuito pueda conmutar de forma adecuada con una tensión de alimentación de 2 V.

La determinación del valor correcto para R3 es muy fácil.

Usando una fuente de alimentación variable, la tensión debería reducirse lentamente (comenzando con unos 3 V), y C1 debería estar descargado cada vez antes de pulsar S1 de nuevo. A 4 V o más el circuito estará aún desconectado (manteniendo presionado S1 y aumentando lentamente la tensión).

Las características de la conmutación también dependen de la ganancia de corriente de ambos transistores y la caída de tensión en ambas uniones base/emisor. Cuando hay un cortocircuito la corriente está limitada a unos pocos miliamperios, porque en ese caso R4 no proporcionará la polarización de T1.

El circuito es tan sencillo que debería ser fácil adaptarlo para su propia necesidad. Hay otro porta-pilas estándar (también con un diámetro de 27,76 mm) que admite dos pilas CR2032, una encima de la otra, dando una tensión nominal de 6 V. En ese caso tendremos que determinar los valores de los componentes nosotros mismos. La resistencia R1 descarga el condensador C1 cuando el interruptor está abierto. Este tiempo se ha hecho bas-

LISTA DE

COMPONENTES

Resistencias:

R1 = 10 M

R2 = 3M3

R3 = 1 M*

R4 = 5M6

R5 = 12 k

Condensadores:

C1 = 4μF7, 63 V, axial

Semiconductores:

T1 = BC547B

T2 = BC640

Varios:

S1 = 6 mm ‘interruptor táctil’, e.g., MCDTS6-5R

(Farnell # 312-1033)

BT1 = 3 V CR2032 con soporte para PCB (dia.

22,75 ó 27,76 mm)*

* ver texto

36 Elektor

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS r d

B

[A]

A

-6

-9

-12

-15

-18

-21

+6

+3

-0

-3

-24

-27

-30

-33

-36

-39

-42

-45

-48

-51

-54

20 tante grande a propósito, unos 50 s. La ventaja de este circuito es que cuando la tensión de la batería es menor, T1 deja de conducir antes protegiendo más aún la batería. Con C1 completamente descargado y una batería nueva tarda entre 15 y 20 s.

Nosotros hemos asumido que el circuito será usado en aplicaciones donde S1 esté momentáneamente encendido. Cuando

S1 se enciende de forma accidental durante más tiempo, C1 evitará que la batería se descargue de forma rápida. El consumo de corriente entonces será menor de 0,3 μA.

Por último, un truco de montaje: si el circuito está colocado en una pequeña caja es más fácil montar el interruptor en la cara de soldadura de la PCB.

(034041-1)

Amplificador con Silenciador

021

T. Giesberts

Junto con el receptor del ‘Control Remoto en FM’ puede usarse como un simple intercomunicador o sistema P.A. Sin embargo, con algunos cambios, este circuito podría usarse también con diferentes módulos receptores. En el proyecto mencionado anteriormente no son necesarios en este circuito el decodificador y el doble flip-flop tipo D (IC2 e IC3).

La principal característica de este circuito es que la tensión de alimentación del amplificador de potencia se conecta o desconecta de forma automática. Implementar un estado de silencio aquí es muy sencillo y ahorra consumo de corriente (especialmente importante en aplicaciones que funcionan a pilas).

El amplificador operacional IC1d, que está configurado como un comparador, compara la potencia de la señal del receptor RX5 con el nivel fijado con P2. El rango de P2 es un poco mayor que la tensión proporcionada por la salida RSSI del módulo receptor, y son 1,23-2,74 V y 1,27-2,63 V respectivamente. IC1d conmuta T1, el cual proporciona una tensión de alimentación al amplificador de potencia. El divisor de tensión

R12/R14 hace que T1 conmute limpiamente y que la tensión en R14 se use, a través de D1, para indicar cuándo se recibe una señal.

Para el amplificador de potencia se usa un pequeño amplificador puente, el cual viene en un encapsulado DIL de 8 pines: el TDA7052. Este pequeño integrado no requiere muchos componentes externos, aparte de un control de volumen (P1). Este amplificador integrado tiene tendencia a oscilar cuando se ponen cables largos para conectar el altavoz, por eso se incorpora la bobina con núcleo de aire L1 (6 vueltas de hilo de cobre de 1 mm, con un diámetro interior de 10 mm) que ofrece una protección razonable contra esto, aunque todavía es mejor usar una bobina en cada uno de los cables del altavoz.

Una variante de este amplificador es el TDA7052A, que tiene un control de volumen interno DC controlado con la tensión del pin 4 (no conectado aquí). Aunque no lo hemos comprobado, este pin puede dejarse sin conectar, lo cual significa que se puede usar el tipo A sin tener que hacer ningún cambio.

El conector K1 del esquema del circuito se corresponde con

K1 en el ‘Control remoto en FM’. Aparte de la salida de potencia de señal RSSI, también se usa la de la señal demodulada

LF (salida AF).

Cuando se mide la distorsión de la señal que tiene que ir a través del transmisor y del receptor parece claro que los módulos transmisor y receptor de esta unidad de control remoto no están realmente diseñados para audio. Esta variación es de alrededor del 3 %. La calidad de la señal es buena debido al uso de filtros en el circuito. IC1b se usa como filtro de paso/alto de tercer orden con una frecuencia de corte de alrededor de 200 Hz y con IC1c se ha diseñado un filtro de paso/bajo con una frecuencia de unos 5,5

KHz. Ambos filtros son de tipo Chebyshev con un rizado de sólo

1 dB. La Figura A nos muestra dos gráficas: en la I la medida se hace con la combinación de transmisor/receptor/amplificador, la d

B r

[A]

B

-18

-21

-24

-27

-30

-33

-36

-39

-42

-45

-48

-51

-54

20

+6

+3

-0

-3

-6

-9

-12

-15

50 100 200 500

Hz

1k 2k 5k 10k

034042 -12

50 100 200 500

Hz

1k 2k 5k 10k

034042 -13

Elektor 37

38

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS

II es sólo para el amplificador. Los filtros también reducen cualquier ruido introducido por el transmisor o el receptor.

Como comparación, nosotros también hemos tomado algunas medidas usando una generación previa de los módulos del transmisor y del receptor (el transmisor era un TX2-433-40V y el receptor un RX2-433-14-5V, ambos fabricados por Radiometrix).

Con una modulación óptima (1,2 V en el módulo transmisor, 4,5

V de tensión de alimentación, compresión para ganancia fija) medimos una distorsión de sólo 0,4 %; hay una gran diferencia.

Con una medida como la de la Figura A-I el ruido de fondo a bajas frecuencias parece haberse movido de -36 dB a -45 dB. La desventaja es que esos módulos sólo tienen una salida de detección de portadora y requieren algún circuito extra para cambiar esto en una salida de ‘potencia de señal’.

El consumo de corriente de este circuito cuando ataca un altavoz de 8

Ω a máxima potencia es de unos 0,22 A. Por tanto, el amplificador puede dar 400 m sobre 8

Ω. El ‘Receptor de

Control Remoto en FM’ no es capaz de suministrar una gran corriente, lo cual es debido a que mediante el jumper JP1 se elige si la tensión de alimentación es interna o externa. La tensión de alimentación para los filtros y comparador se puede sacar del receptor a través de K1, pero si usamos una fuente externa de 5 V entonces podemos hacer uso de todo el circuito.

Sin una señal de audio, el consumo de corriente es de unos

33 mA. Cuando la potencia de señal está por debajo del disparo, el circuito pasa a un estado de silencio y el consumo de corriente cae hasta 4,5 mA.

(034042-1)

Compresor para Micrófono

Electret

022

T. Giesberts

El ‘Receptor por control remoto de FM’ tiene un conector con una salida analógica. Para construir un intercomunicador o un sistema P.A., el transmisor asociado necesita un preamplificador de micrófono para que la señal de salida tenga un nivel correcto. Ésta es exactamente la función de este circuito.

Realmente este diseño es una adaptación de un circuito que se publicó el año pasado (‘Intercomunicador por modulación AM’). Algunas cosas se han cambiado para que pueda funcionar con la alimentación de 5 V del módulo transmisor.

El OTA (IC1) usado aquí solo tiene una versión (CA3080) que tiene características ligeramente diferentes del CA3280. El amplificador operacional es el mismo

TS924IN construido por ST. La frecuencia de corte del filtro (3º orden, 1 dB Chebyshev) se ha aumentado para mejorar ligeramente la inteligibilidad del habla y ahora es de aproximadamente 5,5 kHz. El filtro amplifica la señal por un factor de

10. En la práctica es posible debido a varias tolerancias y el hecho que el operacional no es perfecto, el filtro característico muestra alguna desviación de la requerida. En nuestro prototipo era necesario cambiar R15 a 2k7 para enderezar la curva de respuesta.

La variación de la corriente DC a la salida del OTA y la variación del nivel de continua a la salida del conversor de corriente/tensión IC2d es tal que la ganancia de IC2d tiene que ser sustancialmente más pequeña que en el ‘viejo’ diseño. Por otra parte la salida podría alcanzar fácilmente la tensión de alimentación con niveles de señal bajos. El valor de R6 se ha dividido por un factor de 10, lo cual ha reducido la ganancia del circuito en 20 dB que se compensan en el filtro.

La amplitud de la señal de IC2d es realimentada como un control de corriente al OTA a través del rectificador D1/C3 y el amplificador invertido IC2b. R7 limita la carga en IC2d. P1 puede usarse para ajustar el amplificador entre una ganancia fija y una compresión máxima.

La Figura A muestra claramente cuál es el efecto del circuito; 0 dBr corresponde a 100 mV. La ganancia máxima, con

P1 ajustado a la compresión máxima, es de aproximadamente

48 dB (250

Ω) para pequeñas señales. La ganancia mínima es de aproximadamente 20 dB (10

Ω). El OTA está, entonces, ligeramente saturado y la distorsión aumenta un tanto por cien.

Con una ganancia fija seleccionada (P1 cortocircuitado) la ganancia es de aproximadamente 42 dB (125 x).

La curva del medio está medida con P1 en su posición central.

La curva dibujada para una ganancia fija (la línea recta) no termina

Elektor

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS r d

B

[A]

+12

+10

+8

A

+6

+4

+2

-0

-2

-4

-6

-8

-10

-50

+30

+28

+26

+24

+22

+20

+18

+16

+14

-45

P1 = MAX

-40 -35

P1 =

1

/

2

-30

P1 = 0

-25 dBr

-20 -15 -10 -5

034043 -12

+0 al borde del gráfico porque el final de la línea corresponde al máximo nivel posible de salida que es de 25 dBr (

≈1,76 V ó 5 / 2√2).

La Figura B muestra la respuesta en frecuencia. La frecuencia de corte inferior está principalmente determinada por

C8 (y en menor grado por C1) y es aproximadamente de 120 Hz.

El consumo de corriente es de aproximadamente 7 mA.

Cuando el circuito se alimenta con baterías recomendamos el uso de tres pilas AA, porque el circuito todavía trabaja perfectamente a 4,5 V. Si queremos usar una tensión de alimentación más alta

(máximo de 12 V para el de TS924IN y 30 V para el CA3080, pero también debemos pensar en la tensión para el micrófono electret) tenemos que tener presente que la corriente máxima a través de

R9 (que es IABC) es de sólo 2 mA. Cuando consideramos escoger una corriente máxima de 1 mA y la máxima tensión de salida de IC2b (la mitad de la tensión de alimentación que es de 2,5 V), entonces el valor de R9 debe ser (2,5 - 0,7) V / 1 mA = 1,8 k. El valor de 0,7 V corresponde al potencial entre la patilla 5 y tierra. d

B r

[A]

B

-18

-21

-24

-27

-30

-33

-36

-39

-42

-45

-48

-51

-54

20

+6

+3

-0

-3

-6

-9

-12

-15

50 100 200

Hz

500 1k 2k 5k

034043 -13

10k

Para un margen de seguridad mayor se calcula R9 con la máxima tensión de alimentación y una corriente de 2 mA: (5 -

0,7) V / 2 mA = 2k2 (redondeado hacia arriba), aunque entonces la regulación será diferente (un poco menos de ganancia).

Por consiguiente, este circuito y el módulo del transmisor pueden alimentarse con la misma tensión de alimentación de

5 V, ya que aunque el transmisor requiere un nivel de continua DC a su entrada, se conecta una resistencia a +5 V a través de un puente de conexión que polariza la salida a la mitad del voltaje de la alimentación. Con el puente de conexión abierto R17 hace de resistencia de carga cuando la salida no está conectada, porque C9 todavía tiene que cargarse incluso sin carga.

Si estamos diseñando una PCB para este compresor también tiene sentido incluir el módulo del transmisor. El consumo de corriente se incrementa en aproximadamente 10 mA.

(034043-1)

Transmisor de Control

Remoto en FM

T. Giesberts

Este transmisor sumamente sencillo consta de un sólo CI codificador y un módulo TX de 433 MHz exento de licencia. Fue dise-

ñado para encender los aparatos simples de forma remota. El receptor asociado tiene un relé que puede activarse permanente o momentáneamente y adecuarse para varias aplicaciones.

Para la transmisión de una única señal es indispensable un codificador. Para ello hemos usado el HT12E fabricado por Holtek, el cual ya hemos usado previamente. Ya que éste es un viejo favorito no hay ninguna necesidad de entrar en detalles y por tanto apenas mencionaremos que el oscilador se pone a aproximadamente 3 kHz por medio de la resistencia R1.

La parte de radiofrecuencia consta de un módulo transmisor de FM estándar de la casa R.F. Solutions (código del producto T5-434-5-20) que facilita la construcción del circuito y mejora su fiabilidad. El módulo transmisor trabaja a una frecuencia de 433,92 MHz y tiene un alcance de aproximadamente 400 m, según el fabricante.

El módulo transmisor tiene cinco patillas. Aparte de ‘data in’ (patilla 5) y la alimentación (patilla 3), hay una tierra común para los datos y la alimentación (patilla 4). Por último, pero no menos importante, es la salida de RF (patilla 2) con su tierra asociada (patilla 1).

Usando un alambre de 15,5 cm de longitud como antena se logran los mejores resultados. Si queremos mantener el circuito compacto y construirlo de forma portátil y pequeña, debemos usar una antena de hélice, la cual estará enrollada como una bobina

Elektor 39

40

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS

LISTA DE COMPONENTES

Resistencias:

R1 = 1 M

Condensadores:

C1, C2 = 100 nF cerámico

Semiconductores:

IC1 = HT12E (Holtek)

IC2 = T5-434-5-50 R.F. Solutions

(Farnell # 352-4371)

Varios:

S1, S2 = puentes para soldar

PCB: vea ‘Receptor por control remoto en FM’ de aproximadamente 34 mm de largo y constará de 17 vueltas con un diámetro interno de 5 mm. Nosotros hemos usado para esto alambre de cobre esmaltado de 0,9 mm (ECW), que guarda bastante bien su forma (puede usarse el extremo final, o parte lisa, de una broca de 5 mm de un taladro para enrollar el alambre). La antena tiene que montarse tan cerca como sea posible de la patilla 2 del módulo. El módulo transmisor lo construyen varios fabricantes, aunque el código del producto puede ser ligeramente diferente, por ejemplo: QFMT5-434-5 de Warwick Wireless Limited y QFMT5-433B5 de OKWelectronics ( www.OKWelectronics.com

).

Se ha diseñado una PCB pequeña para el transmisor, con un compartimiento para el módulo del transmisor (IC2) de manera que quede plano a lo largo de la longitud de la placa. Por razones prácticas la placa se combina con la PCB del receptor (vea

‘el receptor por control remoto FM’) y necesita cortarse de aquí.

En S1 y S2 se usan puentes de soldadura para establecer la dirección y los bits de datos. El consumo de corriente con un

L. Lemmens voltaje de alimentación de 4,5 V (tres pilas AA por ejemplo) es de aproximadamente 9 mA. Con una tensión de alimentación de 6 V el consumo de corriente sube a 12,5 mA. Estas figuras se aplican a la versión de 5 V del módulo del transmisor, el cual es específico para usarlo con una alimentación entre 4,5 y 5,5

V, pero tiene un nivel máximo absoluto de 10 V, de esta forma los 6 V no lo perjudicarán. Además, la versión de 5 V todavía funcionará con una alimentación de sólo 2 V, aunque el rango es entonces mucho menor.

Como el circuito consume muy poca corriente la potencia también puede proporcionarse con pilas de botón. Otra forma de afrontar este problema es con un circuito que combina las baterías para mantener una o dos pilas de botón de litio con un interruptor automático en miniatura en una PCB pequeña (véase

‘Conmutador Ahorrador de Batería). Dicho circuito es ideal para usarlo como una de fuente de potencia para el transmisor.

(034044-2)

Módulo LCD en modo 4 bits

024

En muchos proyectos el controlador HD44780 de Hitachi maneja internamente los LCD’s alfanuméricos, lo cual puede hacerse en modo de 4 u 8 bits. En el primer caso sólo se usa la parte alta del byte (D4 a D7) del bus de datos de la pantalla, no obstante, las cuatro conexiones inutilizadas merecen un poco de atención.

Las líneas de datos pueden usarse como entradas o salidas para la pantalla, aunque sabemos que una salida sin carga es correcta, pero que una entrada de alta-impedancia flotante puede causar problemas. Por tanto ¿qué debemos hacer con las cuatro líneas de datos inutilizadas cuando la pantalla se usa en el modo de 4 bits?

Esta pregunta surgió cuando analizamos un circuito donde

D0-D3 se conectó directamente a GND (o si se aplican +5 V) para eliminar el problema de las entradas flotantes. Un microcontrolador que estaba en una placa de desarrollo para probar varios programas y funciones de E/S manejó directamente el módulo de LCD. Había un conmutador para apagar la pantalla cuando no estaba usándose, pero en algunos experimentos podía olvidarse. Cuando la línea R/W de la pantalla se conecta permanentemente a GND (los datos sólo van del microcontrolador a la pantalla) entonces las líneas restantes pueden conectarse segura-

Elektor

COLECCIÓN PEQUEÑOSCIRCUITOS mente a la alimentación (+Ve o GND). Sin embargo, en esta aplicación el microcontrolador controló también la línea R/W.

Cuando la pantalla se inicia correctamente nada debería salir mal. La hoja de características para el HD44780 no es muy clara acerca de lo que pasa con la parte baja del byte durante la inicialización.

Después de la reinicialización la pantalla siempre entrará en el modo de 8 bits. Un sencillo experimento (vea el circuito acompañante) revela que es más seguro usar las resistencias conectadas a GND para las cuatro líneas bajas de datos. Las líneas de datos de la pantalla se configuran como las salidas en este circuito (R/W estado alto) y el ‘enable’ cambia de estado (que todavía puede pasar, aunque no es la intención para comunicarse con la pantalla). Obsérvese que en la práctica la línea RS se manejará igualmente mediante una patilla de E/S, y en nuestro circuito la línea R/W también. Todas las líneas de datos llegan a estar a estado alto y no es cierto si (y si es así, por cuánto tiempo) la pantalla puede funcionar con cuatro líneas de datos puestas en cortocircuito.

Moraleja: en el modo de 4 bits debemos conectar siempre

D0-D3 a través de las resistencias a tierra o positivo.

(034053-1)

Amplificador de Micrófono

Equilibrado

T. Giesberts

Hace varios años (finales de 1997) publicamos un diseño para un preamplificador de micrófono estereofónico con las entradas equilibradas y una fuente de alimentación fantasma. El corazón de este circuito era un CI especial de Analog Devices, el SSM2017. Desgraciadamente, la fabricación de este CI se ha suspendido. En su lugar, la compañía recomienda usar el AMP02 con patillas compatibles de su línea actual de productos. Sin embargo, las características técnicas de este opamp lo hacen menos adecuado para su uso como amplificador de micrófono.

Por el contrario, Texas Instruments (en su línea de producción Burr Brown) oferta un amplificador de instrumentación integrado (tipo 1NA217) que tiene mejores especificaciones para esta aplicación. A propósito, también se recomienda este

CI como sustituto del SSM2017.

Ofrece realimentación de corriente interna que asegura la distorsión baja (THD + ruido de 0,004% en una ganancia de

100), el ruido de la etapa de entrada es bajo (1,3 nV/

√Hz) y el ancho de banda es ancho (800 kHz a una ganancia de 100). El rango de tensión de alimentación está comprendido entre ±

4,5 V y ± 18 V. El máximo consumo de corriente del 1NA217 es de ± 12 mA. La ganancia está determinada por una sola resistencia que es la resistencia entre las patillas 1 y 8 del CI.

El circuito mostrado aquí es un circuito de aplicación estándar para este amplificador de instrumentación. R1 y R2 mantienen una alimentación fantasma separada para el micrófono conectado al amplificador (lo cual se usa principalmente con equipos profesionales). Esta alimentación puede activarse o desactivarse usando S1. C1 y C2 impiden que la tensión fantasma aparezca en las entradas del amplificador. Si no se usa una alimentación fantasma, pueden omitirse R1 y R2, y entonces es mejor emplear los condensadores de tipo MKT para C1 y C2. Los diodos D1-D4 están incluidos para proteger las entradas de los

1NA217 con respecto a las tensiones de entrada altas (como puede ocurrir cuando la alimentación fantasma se enciende). R4 y R5 mantienen la tensión de polarización de la etapa de entrada con respecto a tierra. La ganancia se ha hecho variable inclu-

025 yendo el potenciómetro P1 en serie con R6. Se recomienda para

P1 un potenciómetro especial logarítmico para audio que permita el ajuste del volumen para seguir una escala lineal en decibelios.

Las corrientes de polarización de entrada (12 μA máximo) producen un nivel de continua por las resistencias de entrada

(R4 y R5). Dependiendo de la ganancia, esto puede llevar a un nivel de continua bastante grande a la salida (varios voltios).

Si no queremos utilizar un condensador de desacoplo a la salida, un circuito activo de compensación del desplazamiento es la solución. En este circuito, se usa para este propósito un opamp de tecnología FET a la entrada, con un bajo nivel de continua (un OPA137). Actúa como un integrador que proporciona la realimentación inversa a la patilla 5, de esta forma el nivel de continua se mantiene a 0 V. Este opamp no está en el camino de la señal de audio, para que no afecte a la calidad de la señal. Naturalmente, también podrían usarse otros tipos de opamps con bajo nivel de continua para este propósito.

El consumo de corriente del circuito está principalmente determinado por la corriente de mantenimiento del IC1, ya que el OPA137 consume sólo 0,22 mA.

(034054-1)

(de una nota de aplicación de Texas Instruments)

Elektor 41

ORDENADOR

Enlace RS232 sin hilos

Utiliza Dispositivos de Rango Corto (SRDs) libres de licencia

Diseñado por D. Langwald, P. Groppe y B. vom Berg

Como se demuestra en este artículo, los módulos de radio denominados

Dispositivos de Rango Corto (SDRs), que disponen de un microcontrolador incorporado, convierten en realidad el sueño de muchos montadores de realizar un enlace RS 232 sin hilos.

La transmisión de la información sin hilos, ya se trate de datos digitales, música o vídeo, tiene un amplio rango de áreas de aplicación.

Actualmente, todos aquellos que tienen interés en la tecnología de transmisión de información "por el aire", disponen de un gran número de opciones entre las que elegir, que van desde la transmisión de pulsos de luz infrarroja (controles remotos, dispositivos de infrarrojos, IrDA) hasta los campos más avanzados como las aplicaciones de RF denominadas

DECT, Bluetooth, Wireless LAN, y varias más.

Para los ordenadores de grandes prestaciones que trabajan con Windows, podemos comprar módulos ya fabricados, que se añaden fácilmente al equipamiento ya existente y que además están certificados y cumplen con las condiciones de garantía que proporciona el fabricante, sin olvidar el correspondiente controlador que se encarga de realizar el enlace entre programas.

El camino alternativo es un poco más exigente. Por ejemplo, si el componente de un sistema autómata o un sistema de medida (que soporta algún dispositivo con microcontroladores) tiene que actualizarse con un enlace de radio, probablemente la solución que se ofrecerá al cliente estará alrededor de componentes de RF, lo que conlleva una gran demanda de experiencia, tiempo y dinero, principalmente debido a tres aspectos:

– El desarrollo de una tecnología de

RF y un transmisor que trabaje en el rango de frecuencias correspondiente, teniendo en cuenta los límites de ancho de banda legales, la radiación de espurios y la potencia de salida.

– La certificación o un cierto tipo de aprobación, por parte de una entidad nacional o una autoridad de regulación internacional, de los distintos equipos de RF desarrollados, además de pagar los gastos de toda la documentación generada al respecto.

– El diseño de un protocolo de transmisión de datos adecuado para asegurar que las interferencias

42 Elektor

ORDENADOR debidas al ruido externo y a las interferencias externas, además del movimiento de objetos, reflexiones, caminos indirectos, etc., no afecten al funcionamiento del propio sistema (los requerimientos en este aspecto son mucho más elevados que, pongamos, un enlace RS 232 que utiliza un cable tradicional).

Una alternativa interesante a todo lo que acabamos de mencionar es la de los módulos de radio multipropósito, que son baratos, aunque no tan vistosos, y que han pasado ya ciertas pruebas para su aprobación. Estos módulos trabajan en la banda ISM (es decir, la banda de Industria / Ciencia y

Medicina) y disponen de una interfaz UART. En el caso del módulo utilizado en nuestro proyecto, el programa interno que se utiliza para el proceso de transmisión de datos se puede conseguir a través de los fabricantes de dispositivos

SRD. Debemos admitir que el control de los dispositivos SRD por medio de programas que usan el programa interno de estos, no es cosa de niños, pero tampoco es algo insalvable.

Dentro de los límites de las bandas ISM (por ejemplo, la banda paneuropea que va desde 433,05 hasta

434,79 MHz) es posible (en la mayoría, pero no en todos los países) utilizar un dispositivo SRD ya probado y libre de licencia, con una potencia efectiva radiada (ERP) que no sobrepase los 10 mW.

Por rutina, el fabricante (pero también el usuario final) de dispositivos SRD tiene que asegurarse que el producto cumple con las más estrictas reglas de regulación. Por ejemplo, en Europa, el estándar para el uso de dispositivos SRD sin licencia, en la banda de 433 a 434

MHz, ha terminado en las normas

EN3002203 y EN3014893. Aquellos lectores que estén interesados en los aspectos legales y técnicos de un dispositivo SRD, que cumpla con los estándares de aprobación, tendrán que dirigirse a la asociación de radio de baja potencia (Low

Power Radio Association, LPRA), la cual no suele poner reparos en suministrar información de dispositivos SRD a todos los niveles, además de publicar una revista y dis-

ANT

K4

2

RF GND

1

ANT

VCC

8

IC3

RSSI

BUSY

DATA OUT

DATA IN

HOST RDY

5

6

3

4

7

D1

> 7V

K1

1N4148

C1 C2

100n 10u

16V

IC1

7805

ER400TRS

GND

9

C9

100n

D2 D3

TxD

R2

RxD

R3

D4

BUSY

R4 poner de una página web con la referencia www.lpra.org.

La mayoría de los sistemas de radio basados en dispositivos SRD, tales como transporte de datos, telemetría o información de alarmas, llegan a cruzar distancias relativamente pequeñas (normalmente limitadas a unos pocos cientos de metros, es decir, a lo que alcanza la vista). En algunas bandas ISM, también se permite la transmisión de señal de vídeo y de audio. En el día a día, los dispositivos SRD se están utilizando en aplicaciones como sistemas de bloqueo de centrales de vehículos, termómetros exteriores sin hilos, ratones y teclados inalámbricos para ordenadores, terminales telefónicos sin hilos, cámaras de seguridad, y otros muchos. La abreviación internacional utilizada para estos sistemas de radio, usados para trabajar como

LPD (dispositivos de baja potencia), está más cerca de ser la de los modernos dispositivos SRD (dispositivos de corto alcance).

+5V

+5V

R1

C3 C4

100n 10u

16V

D5

POWER

JP2

C7

V+

2

1u

16V

C1+

16

10

11

12

9

15

T2IN

T1IN

R1OUT

R2OUT

IC2

C1–

T2OUT

T1OUT

R1IN

R2IN

MAX232

C2+

C2–

V-

6

C8

1u

16V

1

8

4

3

7

14

13

5

C5

1u

16V

C6

1u

16V

JP1

K3

8

4

7

3

9

5

1

6

2

K2

RSSI

RS-232

SUB D9

030204 - 11

Figura 1. La circuitería externa alrededor del módulo de radio realmente sólo comprende unos pocos componentes.

La firma inglesa Low Power Radio System

(LPRS) tiene un gran número de programas

"embebidos” para dispositivos SRD, dentro de su impresionante rango de diferentes módulos de radio exentos de licencia. Uno de ellos, el transceptor ER400TRS “Easy Radio”, es el que usaremos en nuestro proyecto (en el apartado correspondiente se proporcionan sus especificaciones principales y su organización interna).

Algo más que un módulo

En la Figura 1 se muestra el esquema eléctrico de un sistema de transmisión de datos sin hilos completo, donde podemos observar que no se necesita una especial experiencia en RF para poder construir este interesante proyecto. Los cuatro diodos LEDs de baja potencia (para diagnósticos) del circuito nos indica su estado principal de funcionamiento:

LED D1: tensión de alimentación.

LED D2: transferencia de datos: transmisión.

LED D3: transferencia de datos: recepción.

LED D4: estado de línea ocupada (BUSY).

El módulo ER 400 TRS se controla con señales TTL, lo cual nos obliga a realizar una

Elektor 43

ORDENADOR

Breve información técnica del ER400TRS

Hojas de características en: http://www.lprs.co.uk/main/viewdatasheet.php?datasheetref=112

– Transceptor de FM Semi-duplex.

– 10 canales programables dentro de la banda de 433,25 a 434,35 MHz (70 cm, asignación ISM pan-Europea).

– Conexión de antena de 50 Ω.

– Potencia de salida de RF programable en 10 pasos, entre 1 y 10 mW.

– Rango de 250 m en línea directa

(LOS) o 30 m dentro de los edificios.

– Velocidad de datos en el enlace receptor: entre 2,4 y 38,4 kbits/s, ajustable en cinco pasos.

– Velocidad de datos en el enlace radio fijada a 19,2 kbits/s.

– Dos señales físicas para el reconocimiento de los circuitos (“handshaking”).

– Salida analógica RSSI (Received Signal Strength, es decir, Intensidad de la Señal Recibida).

– Tensión de alimentación: de 3,3 a 5,5 V.

– Consumo de corriente con 5,5 V de tensión de alimentación:

– en transmisión (10 mW):

– en recepción:

– en reposo:

– Dimensiones: 37,5 x 14,4 mm.

23,0 mA.

17,0 mA.

2,0 mA.

ER400TRS

RF transceiver voltage regulator microcontroller

RSSI

V

CC

GND

Ser. Data IN

Ser. Data OUT

Host Ready

BUSY

030204 - 16 conversión de niveles (de aquí la presencia del circuito integrado MAX 232), siempre y cuando el módulo de radio tenga que estar conectado al puerto COM de un ordenador tradicional. El circuito integrado MAX 232

(IC2) no es necesario en un sistema con microcontrolador si estamos absolutamente seguros de que la UART del sistema trabaja tan sólo con niveles TTL. Los datos transmitidos y recibidos son los tradicionales caracteres para una UART, tal y como ocurre en cualquier interfaz de comunicación serie asíncrona (V24) estándar, con el puerto COM de un ordenador o una UART en un sistema con microcontrolador.

El ER 400 TRS proporciona dos señales adicionales para el control de reconocimiento, cuyo uso en nuestro proyecto no es obligatorio:

- BUSY (de su salida): Esta señal indica que el módulo está realizando el procesamiento de comandos (como la recepción de datos, la verificación de errores) y no es capaz de recoger los datos del transmisor. En el lenguaje de la norma RS 232, esta señal se corresponde con la señal CTS (borrar para enviar).

Para ellos se aplican los siguientes estados:

BUSY = 1: el ER 400 TRS está ocupado y no se deben transmitir datos hacia dicho equipo ya que se ignorarán (= pérdida de datos).

BUSY = 0: el ER 400 TRS está listo para aceptar datos y también para transmitirlos.

El puente JP2 nos permite aplicar la señal BUSY al convertidor RS 232 y, desde aquí, hacia el receptor, para que pueda ser procesada por el programa que corre sobre el ordenador. Como alternativa, esta señal también se puede señalizar de forma visual por medio del diodo LED D4. Si nuestro programa o circuito no va a procesar esta señal de control, tenemos que tener la precaución de asegurarnos que el módulo ER 400 TRS está listo para almacenar datos y, en consecuencia, para transmitirlos también.

En algunos casos, esto significa que debe disponerse de retardos, en la transmisión y en la recepción, dentro del programa, y mantener esta situación de forma estricta hasta que se envíe el siguiente bloqueo de datos.

El puente JP3 hace que la señal

BUSY no esté presente en el terminal correspondiente del conector Sub-D, algo que puede ser necesario para evitar conflictos de señales.

- Host Ready (de su entrada):

Esta señal indica al módulo si el equipo receptor está listo o no para cargar los datos que están presentes en el buffer de recepción del ER 400

TRS. Hablando de nuevo en términos del estándar RS 232, esta señal equivale a la señal RTS (listo para enviar), con los siguientes estados lógicos:

Host Ready = 0: La CPU receptora está lista para cargar y procesar los datos que acaba de recibir.

El módulo debe responder permitiendo que sus datos “viajen” hacia el equipo receptor.

Host Ready = 1: La CPU receptora no está lista para cargar y procesar los datos que se acaban de recibir. En este caso, el módulo radio debe mantener los datos en su registro de recepción, teniendo en cuenta que los datos se elaboran transcurridos 2,5 segundos después de su recepción. Dentro de este espacio de tiempo el equipo receptor debe haber capturado el dato

(por ejemplo, colocando la señal Host

Ready a nivel lógico “0”), en caso contrario los datos se perderán.

Cuando el equipo receptor puede liberarse inmediatamente del trabajo de captura de proceso de datos recibidos, o si dispone de un buffer de recepción suficientemente largo, puede ser más seguro conectar la señal de entrada Host Ready de forma permanente a masa, utilizando el puente JP1. De esta manera, el módulo

ER 400 TRS se ve obligado a transmitir, de manera inmediata, el dato recibido.

Por otro lado, si el equipo receptor no es lo suficientemente rápido para procesar el dato recibido, se puede controlar la entrada de este módulo por medio de su interfaz serie y el puente

JP1, de acuerdo con sus necesidades de temporización.

Por último, el módulo ER 400

TRS trabaja con información analógica que tiene en cuenta la fuerza de la señal recibida según nuestras necesidades.

- RSSI (indicador de la inten-

sidad de la señal recibida): El transceptor dispone de un circuito

RSSI (Indicador de la Intensidad de la

Señal Recibida) integrado que proporciona una tensión analógica de salida que es inversamente proporcional a la energía de radiofrecuencia presente dentro de la banda de paso del receptor. Su rango va desde los 0

44 Elektor

ORDENADOR

Ordenador receptor

Velocidad de datos variable entre

2.400 baudios y 38.400 baudios

Dato IN

Dato OUT

OCUPADO

Receptor Listo

RSSI

Módulo radio con

ER 400 TRS

sólo si es necesario

9...12V

max. 50mA

030204 - 12

Figura 2. Configuración básica de una estación de radio para la transmisión y la recepción de datos.

V (máxima señal, - 50 dBm) hasta los

1,2 V (mínima señal, - 105 dBm) y tiene una rampa de, aproximadamente, 50 dB/Volt. Esta señal de salida analógica sólo debería conectarse a una carga de alta impedancia

(> 100 K) y puede ser utilizada para proporcionar una medida de la intensidad de la señal y de cualquier señal que esté interfiriendo (ruido) dentro de la banda, tanto durante la instalación como durante el funcionamiento del sistema.

El enlace físico entre el equipo receptor y los módulos de radio está representado en la Figura 2. Como el módulo ER 400 TRS trabaja en modo bidireccional semi-duplex, tanto el equipo receptor (Host) A como el receptor B pueden estar transmitiendo y recibiendo de manera alternativa.

Sencilla funcionalidad de la radio

El microcontrolador integrado se encarga de vigilar las siguientes funciones del programa Easy Radio:

– Procesamiento de los datos de entrada y salida utilizando el formato de una

UART estándar (1 bit de inicio, 8 bits de datos, sin paridad, 1 bit de parada).

– Sistema Manchester de codificación y descodificación de los datos, de o desde el enlace radio.

– Cálculo y comparación del CRC o “checksum”.

– Vigilancia y control del protocolo radio: transmisión de los bytes del preámbulo y de los bytes de sincronismo, borrado de estos bytes cuando ya han sido recibidos.

– Programación del sintetizador en recepción y en transmisión para la selección de canales.

– Programación de la potencia de RF de salida.

– Funcionamiento de la interfaz receptor (“host”) externo a la velocidad de datos deseada.

– Almacenamiento de hasta 128 bytes para el “buffer” de recepción y transmisión.

– Funcionamiento de las dos señales necesarias para el reconocimiento (“handshaking”).

– Parámetros de funcionamiento de retorno en la Placa EEPROM.

El programa Easy

Radio Interno

El programa que se ejecuta en el interior del módulo ER 400 TRS, y de manera más particular, las rutinas que controlan los protocolos de transmisión de datos, es un programa propietario que ha sido desarrollado por la propia empresa LPRS para sus propios productos, por lo cual es lógico suponer que no recogen ningún tipo de estándar internacional. El programa que se encarga de realizar todas las funciones es curiosamente sencillo, al mismo tiempo que puede usarse fácilmente fuera del módulo. Después de todo, cuando estamos buscando la manera de realizar una conexión rápida mediante un sistema microcontrolador sencillo, normalmente no pedimos un protocolo complejo y que utilice una gran cantidad de memoria como lo que sucede con el protocolo TCP/IP.

El programa integrado en el módulo ER 400

TRS se denomina “Easy Radio”. Este programa se encarga de manejar tres funciones importantes:

1. La configuración de los parámetros en el interfaz hacia el equipo receptor (PC).

2. La configuración de los parámetros en los módulos de RF.

3. La ejecución del protocolo de transmisión de datos.

Los distintos parámetros se cargan utilizando las secuencias de comandos ASCII, que se enumeran en la documentación del programa “Easy Radio”. Por ejemplo, la potencia de salida del transmisor se disminuye hasta los

5 mW enviando la trama de comando ER_CMD

#P5 hacia el módulo radio. En el apartado “Funcionalidades del programa Easy Radio” se hace un pequeño resumen de dicha información. En la página web www.lprs.co.uk/download/LPRS podemos conseguir una herramienta de programa, que trabaja sobre Windows y permite proporcionar los valores deseados a todos los parámetros del módulo ER 400 TRS y llevarlos hasta el módulo transceptor.

Parámetros del Interfaz Host:

Podemos utilizar el interfaz serie asíncrono a cualquiera de las cinco velocidades (pero muy comunes) de transmisión de datos diferentes (de 2.400 bits/s a 28.400 bits/s). Los caracteres se transmiten de forma invariable, hacia el transmisor y hacia el receptor, en el formato de la UART. Esto sólo se puede aplicar al receptor correspondiente, con el módulo ER 400 TRS funcionando a la velocidad determinada de fábrica, que es de 19.200

bits/s, por lo que la velocidad de la transmisión de datos en el enlace radio será siempre de 19,2 kbits/s.

Elektor 45

ORDENADOR

Parámetros de la Sección de RF:

Los usuarios tienen la oportunidad de seleccionar uno de los diez canales (frecuencias) radio disponibles entre la banda de 433,25 y

434,35 MHz, donde las frecuencias del transmisor y del receptor son siempre las mismas

(por lo que no hay offset ni desplazamiento).

Ejecución del Protocolo de Transmisión de Datos

El módulo ER 400 TRS dispone de un buffer compartido de transmisión y recepción de 128 bytes, a través del cual se maneja el tráfico de datos de la siguiente manera:

En primer lugar, la CPU Host que transmite verifica si la señal BUSY (=

CTS en un enlace RS 232) está a nivel bajo. Como alternativa, se debería de disponer de un tiempo fijo muerto después de la última transmisión, hasta que el módulo ER 400 TRS indique que ha acabado sus tareas internas, esto permite que la CPU Host pueda enviar sus datos. A continuación, el dato se escribe en el buffer interno del módulo ER 400

TRS, donde permanece almacenado.

El dato se transmite cuando el buffer está lleno después de una recepción

Aplicación de la placa

80C537 de Elektor

Para realizar el ejemplo de aplicación que se muestra en la Figura

A se necesitan un total de dos módulos radio. En un lado de esta figura podemos encontrar el equipo de recepción A, un sistema controlador 8051 basado en el proyecto de la Placa Microcontroladora 80C537, publicado en Elektor durante el año 1997, que está conectado a un módulo de radio SDR a través de la segunda interfaz serie del microcontrolador 80C537. Para este diseño no se requiere el uso de un conversor de nivel del tipo MAX 232. En el módulo radio, los terminales más relevantes se conectan entre sí sencillamente con hilos normales (terminal 11 al terminal 14; terminal 12 al terminal 13). El ordenador de desarrollo permite que el programa para el 80537 pueda configurarse al mismo tiempo que funciona como dispositivo visualizador para los caracteres recibidos.

La otra parte del esquema está formado por el equipo receptor B, un tradicional ordenador conectado a un módulo radio por medio de su puerto serie. En este lado del enlace radio, sí se requiere el uso de un conversor de nivel del tipo MAX 232. El ordenador, en un principio, ejecuta un programa emulador de terminal tradicional

(como el HyperTerminal), justo para mostrarnos los caracteres recibidos y para enviar caracteres (de forma individual).

Utilizando esta configuración se pudieron realizar diferentes aplicaciones, cuyos programas correspondientes (C51 para el 80537 y Visual

BASIC para el ordenador o portátil) podemos descargarlos, de forma gratuita, de la página web de Elektor Electronics, en www.elektorelectronics.co.uk/dl/dl.htm (aquí, seleccionaremos este artículo).

1. Cualquier tecla pulsada de manera individual se transmite por el equipo receptor B, es recibida por el sistema 80C537 y se muestra en la pantalla del ordenador de desarrollo.

2. El equipo receptor A envía caracteres individuales o una trama del texto completo que aparecerá en la pantalla del monitor conectado al equipo receptor B.

3. El sistema 80C537 se convierte en una pequeña estación metereológica ampliándola con sensores y/o actuadores, más una pantalla LCD. El sistema utiliza un enlace radio para transportar los datos de la estación metereológica hacia el equipo receptor B, como puede ser presión, temperatura, humedad relativa, etc., junto con fotografías del tiempo actual. El equipo receptor B ejecuta un pequeño programa escrito en Visual BASIC que nos muestra los datos recibidos y los escribe en un fichero compatible con el formato de Excel, para poder realizar una inspección y una valoración en cualquier momento posterior. El sistema también permite que enviar texto desde el equipo receptor B hacia la pantalla LCD conectada al sistema 80C537. La Figura B muestra una captura de la pantalla del programa que se ejecuta en el equipo receptor B. El circuito también debería permitir realizar el control (vía radio) de cualquier otro actuador que esté colocado en el lugar remoto.

A

Interfaz serie

SS20

Placa pequeña

80C537, Placa Base del Tipo II

Interfaz serie

SS20

Módulo Radio

LCD

Ordenador de desarrollo continua de 128 bytes (si se envían más datos hacia el circuito integrado de una vez, la información sobrante será descartada), o si se produce una pausa en la trama de datos después de que un byte haya sido enviado, cuando la duración de la pausa es mayor que la longitud de dos bytes. De este modo, se puede hacer una "radiodifusión" de bytes individuales.

Antes de que los datos abandonen el transmisor, se ejecuta una operación de CRC (Cyclic Redundancy

Check, es decir, verificación de redun-

Entrada analógica

Digital Entrada / Salida

Sensores /

Actuadores

PC

Ordenador de recepción A

Ordenador de recepción B

COM X Módulo Radio

030204 - 14

Figura A. Un ordenador y un sistema microcontrolador comunicándose en un enlace radio.

B

Figura B. Captura de la pantalla del programa de la estación meteorológica que está trabajando en modo “Host B”.

46 Elektor

ORDENADOR

Literatura y Direcciones de Internet:

[1] LPRS: www.lprs.co.uk

[2] ER400TRS hardware manual (manual del circuito ER400TRS): http://www.lprs.co.uk/main/viewdatasheet.php?datasheetref=112

[3] Easy Radio software manual (manual del programa Easy Radio): http://www.lprs.co.uk/pdf_directory/23861055851852.pdf

[4] Placa del Microcontrolador 80C537, Elektor Electronics, Julio de 1997.

[5] Portal y página web de las autoridades que regulan las radiocomunicaciones y la industria de SRD: www.lpra.org

a

1

/

4

-de onda b lazo

155 mm

400 ... 1000 mm 2

LISTA DE MATERIALES

Resistencias:

R1-R4 = 1k8

Condensadores:

C1, C3, C9 = 100 nF

C2, C4 = 10 μF, electrolítico de 16 V, radial

C5, C6, C7, C8 = 1 μF, electrolítico de 16 V, radial

Semiconductores:

D1 = 1N4148

D2, D3, D5 = Diodo LED verde, de

3 mm y de baja corriente

D4 = Diodo LED, rojo, de 3 mm y de baja corriente

IC1 = 7805CP

IC2 = MAX 232 CP

IC3 = ER 400 TRS (de la casa LPRS)

(ver texto)

Varios:

JP1 = Conector tipo “pinheader” SIL de 2 terminales con puente

JP2 = Conector tipo “pinheader” SIL de 3 terminales con puente

K1, K3 = Conector tipo “pinheader”

SIL de 2 terminales

K2 = Conector tipo Sub-D hembra, de 9 terminales en ángulo recto para montaje en placa de circuito impreso

K4 = Conector BNC, de 50 Ω, para montaje sobre placa de circuito impreso (Farnell # 365-0558).

Cable RS 232 no cruzado.

PCB, Placa de circuito impreso con código de pedido Nº: 030204-1 (ver página de nuestro Servicio de Lectores) dancia cíclica) para obtener un byte de CRC que se añade a los bytes del mensaje, junto con una información de preámbulo y alguna información adicional más (por ejemplo, el número de bytes de datos). Seguidamente, todos los bytes son codificados por medio del código Manchester y, por

último, son trasmitidos. Durante todas estas actividades la línea BUSY del módulo ER 400 TRS permanece a nivel lógico alto.

Sin embargo, el equipo transmisor no consigue obtener información sobre la los datos que han sido rechazados. Si necesitamos que el equipo

Host tenga confirmación de que todos los datos han sido recibidos de manera correcta, tendremos que implementar un proceso de reconocimiento y de gestión, utilizando el programa interno del módulo ER 400 TRS.

Si todos los datos han sido recibidos de manera correcta, serán copiados

1.5 ... 5 pF c helicoidal

19 mm i

= 3.2 mm

24 turns

Figura 3. Seleccione su antena.

030204 - 13 hacia el buffer del emisor/receptor en el módulo

ER 400 TRS receptor y, a continuación, el circuito integrado espera que el equipo receptor coloque su señal Host Ready (= RTS en términos del RS

232) a nivel lógico bajo. El siguiente paso es que el dato se transmita de manera automática y de forma continua hacia el equipo receptor por medio de un enlace serie. Si no se requiere este tipo de gestión y reconocimiento, la entrada Host

Ready puede llevarse de manera permanente a masa utilizando el puente JP2.

En el caso en que la señal Host Ready uno sea llevada a nivel bajo dentro de los 2,5 segundos después de la recepción del dato, todos los datos recibidos serán borrados del buffer y el módulo ER 400 TRS estará listo para transmisión comparada recepción.

El procesamiento del dato en el interior de los módulos ER 400 TRS es invisible a los dos equipos receptores. Todo lo que ellos tienen que hacer es generar y recibir datos a través de los puertos RS 232.

D

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ORDENADOR

PIJL

HOEK2

R3

R2

R1

IC2

D1

HOEK4

Figura 4. La placa de circuito impreso para el proyecto del enlace RS 232 sin hilos es de doble cara y muy fácil de montar (placa disponible ya fabricada).

Antenas

Si deseamos configurar un enlace de datos basado en la tecnología SDR como el que se describe en este artículo, no se necesitan conocimientos especiales en la tecnología de

RF. Pero hay una excepción: la antena.

El transceptor puede usarse con varios tipos de antenas comunes que se adapten a una impedancia de entrada y de salida de 50

Ω en

RF, tanto para antenas de látigo, helicoidales o antenas de lazo de hilo o de PCB (ver Figura 3).

Las antenas de látigo son dispositivos resonantes con una longitud que se corresponde con un cuarto de la longitud de la onda eléctrica

(

λ/4). Estas antenas son muy sencillas de implementar y puede utilizarse sencillamente un trozo de hilo del cobre o una pista de circuito impreso, la cual, para una frecuencia de 433 MHz, debería tener una longitud aproximada de 15,5 cm.

Estas antenas deben ser rectas, colocadas en un espacio abierto (mantener la antena lejos de cualquier otra circuitería) y deben conectarse directamente al terminal “Antena” del transceptor. Si la antena está en un punto remoto, debe ser conectada a través de un cable coaxial de 50

Ω del tipo RG 58U o RG 174U. La antena de cuarto de onda tiene el rango más amplio de los tres modelos tratados en este artículo, pero solamente si dicha antena "ve" un plano de masa lo suficientemente grande debajo de ella.

Su principal desventaja es su vulnerabilidad mecánica y su sensibilidad a los objetos o superficies metálicas grandes en su cercanía. Estas antenas también son bastante molestas cuando se tienen que llevar en equipos semiportátiles.

Las antenas de lazo de circuito impreso son el modelo de antena más compacto, pero también son menos efectivas que el resto de los modelos. Existe una gran dificultad en su diseño y deben ser ajustadas cuidadosamente para obtener sus mejores prestaciones. Para la frecuencia de

433 MHz, el lazo debe cubrir un área comprendida entre 400 y 1.000 mm 2 .

Deben ajustarse a la frecuencia resonante utilizando un pequeño condensador cuyo valor esté comprendido entre 1,5 y 5 pF. La pista de circuito impreso que actúa como lazo puede llegar a tener un ancho mínimo de 1 mm. El punto de realimentación debe estar entre el 15 y el 25 % de la longitud total del lazo.

Las antenas helicoidales también son resonantes y, generalmente, son las elegidas debido a sus dimensiones más compactas. Este tipo de antenas son más difíciles de optimizar que las antenas de un cuarto de onda y tienen un punto crítico en lo que respecta a los objetos que la rodean, ya que pueden distorsionar la sintonía de las mismas muy fácilmente. Este tipo de antenas tiene una mayor eficiencia cuando trabajan con un plano de masa suficientemente grande frente al plano de radiación.

Para nuestro proyecto, hemos construido una antena helicoidal a partir de un hilo de cobre esmaltado

(ECW) de 0,5 mm de diámetro (26

SWG). Las dimensiones adecuadas son las siguientes:

- 17 vueltas, 5 mm de diámetro interno, ajustadas a 34 mm de longitud.

- 24 vueltas, 3,2 mm de diámetro interno, ajustadas a 19 mm de longitud.

Debido a su rango y su susceptibilidad al ruido, las prestaciones de la antena helicoidal estarían entre las de la antena de látigo y la antena de lazo.

Sin embargo, es la que menos espacio consume de las tres. Además, se pueden sintonizar fácilmente con tan sólo ajustar su longitud y comprimir la bobina hasta que se consiga obtener el rango más adecuado.

Placa de circuito impreso y uso práctico

La placa de circuito impreso que hemos conseguido en este diseño, para un módulo radio, es de doble cara y muy compacta (ver Figura 4).

La colocación de los componentes sobre la placa no debe presentar mayores problemas, siempre y cuando pongamos la debida atención a la colocación y posicionamiento de los componentes polarizados.

Para terminar con este artículo debemos reiterar que el uso de los dispositivos SRD está gobernado por leyes y reglas que son bastante estrictas. Bajo pedido, la empresa

LPRS proporciona a sus clientes una copia de la documentación del cumplimiento que rige en la CE para sus módulos SRD. Al mismo tiempo, también proporciona indicación sobre la información legal relevante en el uso de los dispositivos SRD en distintos países.

(030204-1)

48 Elektor

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Elektor 49

50

INTERÉSGENERAL

Descubriendo el motor paso a paso (II)

Control universal de motores de paso unipolares de 4 canales

Diseñado por Timothy G. Constandinou

En la primera parte hablamos de los principios de los motores paso a paso y sus sistemas de control, esta segunda y última parte proporciona un diseño comprensivo para una unidad de control de 4 canales unipolares con todo el interfaz electrónico necesario para la operación directa en un PC estándar.

En este artículo se incluyen los detalles completos para la construcción, prueba y uso de un económico controlador de motor paso a paso de 4 canales que puede ajustarse a sus aplicaciones. El proyecto incluye la interfaz

RS-232 para la conexión directa al PC y un personalizado lenguaje de control de alto nivel para ejecutar comandos enviados al controlador electrónico para impulsar los motores. Además, el software de comunicación del

PC se explicará con completo detalle de forma que permita la personalización para requerimientos específicos.

Este software es compatible con todas las plataformas de Microsoft

Windows 32-bit y se desarrolló en

Borland Delphi.

La interfaz serie RS232

La interfaz serie RS232 estándar, definida hace más de cuatro décadas, es la favorita para comunicaciones con bajo ancho de banda entre ordenadores personales. Por ello, prácticamente todos los PC´s se fabrican con por lo menos un puerto RS232, y muchos microcontroladores actuales también lo tienen, o son fácilmente ampliables con una interfaz RS232.

Además, el puerto RS232 es económico y se presenta como la mejor opción para muchos de los proyectos que podemos construir en casa.

El puerto serie RS232 normalmente se reconoce como un conector de 9 patillas etiquetado como COM1 o

COM2 y tiene nueve conexiones. La comunicación bidireccional puede lograrse usando sólo tres patillas (2, 3 y 5). El diagrama de las patillas del puerto se muestra en la Figura 1. A

Elektor

INTERÉSGENERAL

020127 - 13

Figura 1 Patillas del puerto RS232.

Patilla Señal

1

2

3

4

5

Detección de portadora de los datos (DCD)

Datos recibidos (RxD)

Datos transmitidos (TxD)

Terminal de datos lista (DTR)

Señal de tierra (SG)

6

7

8

9

Conjunto de datos listo (DSR)

Petición de envío (RTS)

Borra y enviar (CTS)

Indicador de tono (RI) diferencia de los niveles TTL estándar, los datos del RS232 son bipolares, usando de +3 a +25 V para representar el nivel lógico ‘0’ y de -3 a -25 V para representar el nivel lógico 1’.

Este esquema hace relativamente posible la comunicación a larga distancia, sin embargo, se exige una electrónica adicional para convertir la tensión del nivel RS232 al nivel TTL y viceversa.

Al final, la comunicación de un puerto hardware es prácticamente igual que trabajar con un fichero de datos en un disco. Cada puerto tiene una única dirección. Para el acceso hay que abrir el puerto, los datos requeridos se transfieren y entonces se cierra.

El único requisito adicional es que hay que inicializar (‘configurar’) las propiedades del puerto antes del uso, por ejemplo, la tasa de transmisión de datos, el BIT de paridad y el tiempo máximo de espera de los datos.

El hardware

La Figura 2 muestra el diagrama del circuito del control paso a paso y de la interfaz, de

K1

3

8

4

9

1

6

2

7

5

C2

R1

330 Ω

100n

R2

330

Ω

C3

100n

SUB D9

C4

1

100n

V+

2

C1+ 16

8

13

4

3

7

14

C1–

T2OUT

IC2

T2IN

T1OUT

R2IN

R1IN

C2+

T1IN

R2OUT

R1OUT

MAX232

5

C2–

V-

6

C5

10

11

9

12

15

+5V

R3

100 Ω

R4

100

Ω

C1

100n

100n

+U

B

D6

R11

*

T1

*

+5V

+U

B

D1

R5

C8

100n

C6

33p

C7

33p

X1

9

1

MCLR/VPP

OSC1/CLKIN

20

10

20MHz

17

18

OSC2/CLKOUT

RC6/TX/CK

RC7/RX/DT

IC1

RC5/SDO

RC4/SDI/SDA

RA5/AN4/SS

RA4/T0CKI

14

13

12

11

2

3

4

5

RC3/SCK/SCL

RC2/CCP1

RC1/TIOSI/CCP2 RB1

RC0/T1OSO/T1CKI RB0/INT

RA0/AN0

PIC16F873

RB7/PGD

RA1/AN1

RA2/AN2/VREF–

RA3/AN3/VREF+

RB3/PGM

RB2

24

23

22

21

RB6/PGC

RB5

RB4

28

27

26

25

16

15

7

6

R6

D2 D3

R7 R8

+U

B

D10

8 19

D18

D4 D5

R9 R10

*

T5

*

T13

+5V

C9

100n

IC3

7805

+U

B

F1

3A F

C10 C11

100n 1000

μ

40V

K2

D14

+U

B

*

T9

R17

* *

R29

*

R23

+U

B

D7

*

T2

R12

*

+U

B

D8

*

T3

R13

*

+U

B

D9

*

T4

R14

*

+U

B

+U

B

D11

R18

*

T6

*

+U

B

D12

R19

+U

B

D13

R20

*

T7

*

*

T8

*

+U

B

* ver texto

+U

B

D19

+U

B

*

T14

*

R30

D20

+U

B

*

T15

*

R31

D21

+U

B

*

T16

*

R32

+U

B

D15

+U

B

*

T10

*

R24

D16

+U

B

*

T11

*

R25

D17

+U

B

*

T12

*

R26

K6 K5

020127 - 11

K3 K4

Figura 2. Diagrama del circuito de la placa del controlador.

Elektor 51

INTERÉSGENERAL manera bastante realista. Al arrancar la entrada del RS232 (K1) las líneas de transmisión (Tx) y recepción (Rx) se conectan a un chip de conversión de niveles (IC2). Como se mencionó previamente, esto se hace con el objeto de convertir la tensión del RS232 bipolar, por ejemplo, un balanceo de -9 V/+9 V al nivel TTL

(definido como +5 V/0 V). Como podrá observar esto se hace internamente mediante la técnica del condensador balanceado para crear una alimentación doble (±9 V).

Las señales convertidas a nivel TTL son enviadas a las patillas del UART

(Transmisión Recepción Universal

Asíncrona) del microcontrolador PIC

(IC1). Las patillas E/S del RS232 se han conectado a través de las resistencias

H1

R1

R2

IC2

R8

R9

R5

K2

H3

Figura 3. Diseño de la PCB para la placa del controlador del motor paso a paso.

52 Elektor

INTERÉSGENERAL serie R1 y R2 y de forma semejante, en el lado convertido, R3 y R4, principalmente para protección, en caso de que algo salga mal.

El regulador lineal (IC3) es necesario para proporcionar una tensión de alimentación regulada de +5 V a los chips PIC, MCU y la interfaz RS232.

El IC1 emplea los condensadores C6,

C7 y el cristal de cuarzo X1 junto con un biestable interno para conformar un oscilador de precisión de 20 MHz requerido por la UART. La patilla 1 del PIC está en estado alto a través de R1, ya que no se requiere re-inicializar el microcontrolador. El resto de los puertos E/S (20 patillas) se configuran como salidas y se conectan al control de fase del motor paso a paso y los LED’s indicadores.

LISTA DE COMPONENTES

Resistencias:

R1,R2 = 330 Ω

R3,R4 = 100 Ω

R5 = 1k

R6-R10 = 220 Ω

R11-R14,R17-R20,R23-R26,R29-R32

= 10k

R15,R16,R21,R22,R27,R28,R33,R34 =

18

Ω 5 W (ver texto)

Condensadores:

C1-C5,C8,C9,C10 = 100nF

C6,C7 = 33pF

C11 = 1.000 μF, 40 V radial

Semiconductores:

D1-D4 = LED, verde, 3 mm

D5 = LED, rojo, 3 mm

D6-D21 = MBR2060CT (Farnell #

247-157) (ver texto)

El esquema de control del motor paso a paso usado es un control unipolar limitado por resistencia, adecuado para motores paso a paso de 5,

6 y 8 hilos. Esto proporciona un medio económico y sencillo para impulsar un bobinado unipolar. Sin embargo, padece la ineficacia debido a la potencia disipada en las resistencias reguladoras de tensión.

El circuito de control de fase usa dispositivos de lógica MOSFET controlados directamente por la salida del microcontrolador para impulsar los bobinados del motor paso a paso. Aquí pueden aplicarse varios tipos de lógica

FET (ver la nota). Se necesitan diodos de recuperación rápida para mantener una ruta de retorno de la energía almacenada en los bobinados del motor y

IC1 = PIC16F873-20/SP (no disponible programado)

IC2 = MAX232CPE

IC3 = 7805CP

T1-T16 = nivel lógico MOSFET, por ejemplo, RFD14N05L (Farnell #

516-399) (ver texto)

Varios:

F1 = fusible, 3AF (rápido) con soporte para montaje en PCB

K1 = conector sub-D hembra 9 pines, montaje PCB

K2 = regleta de 2 vías para montaje

PCB, separación pines 5 mm

K3-K6 = conector SIL de 6 vías

X1 = cristal de cuarzo de 20 MHz

PCB, código de pedido 020127-1 en la tienda de PCB

Disco que contiene todos los ficheros de códigos fuente, código de pedido

020127-11 o descarga de forma gratuita.

Nivel lógico en los FET’s y los Diodos de Recuperación Rápida

En este circuito, la opción de los niveles lógicos en los FET´s (las posiciones T1-T16) y los diodos de recuperación rápida (coloca D6-D21) se escogerán según la disponibilidad y el nivel de potencia del motor(es) paso a paso que se use.

FETs

Tipo I max

(A) U max

(V) R i

(m Ω) Note

Farnell # 515-399, Fairchild RFD14N05L

BUK100-50GL

BUK101-50GS

IRLI2203N

Diodos

14

13.5

30

61

50

50

50

30

100

125

50

7

Type

MBR1045CT

MBR1545CT etc.

I max

(A) U max

(V)

10

15

45

45

Farnell # 878-364

Farnell # 878-194

V supply

(Voltios)

15

20

25

30

15

20

25

30

Tabla 1. Los valores de la resistencia reguladora (ejemplos)

I motor

(A)

1.00

0.500

R motor

( Ω)

5

15

R ballast

( Ω)

10

15

20

25

15

25

35

45

P ballast

(Watt)

5.0

7.5

10.0

12.5

1.9

3.1

4.4

5.6

para prevenir el daño de los dispositivos MOS-

FET en su propio retorno de descargas EMF.

Nuevamente, es posible elegir entre varios dispositivos, como se ve en el inciso pertinente.

Las resistencias reguladoras de tensión se usan para limitar la corriente a través del bobinado de la fase, pero inevitablemente disiparán potencia. El valor de la resistencia mostrado debe calcularse específicamente para cada motor paso a paso. Es esencial tener los datos del fabricante de cada motor paso a paso, incluyendo los datos de la impedancia del bobinado, así como la corriente nominal y los rangos de tensión. Si usted no dispone de dichos datos es inconveniente que obtenga la resistencia usando simplemente un multímetro, ya que no estará teniendo en cuenta ningún dato real de los márgenes de potencia del motor. La Tabla 1 da un ejemplo de cómo seleccionar el valor de resistencia reguladora para dos motores paso a paso diferentes con tensiones de alimentación distintas.

Estos valores pueden calcularse como sigue:

R ballast

= V supply

/ (I motor

- R motor

)

P ballast

= 0,5 (I 2 motor x R ballast

)

Debemos tener en cuenta que el motor se maneja en el modo paso completo y los bobinados se alimentan sólo la mitad del tiempo, por consiguiente la evaluación de la potencia para la resistencia reguladora (Rballast) sólo puede ser la mitad de la energía disipada esperada. La alimentación de voltaje debe seleccionarse entre 10 y 30 V (a mayor alimentación, más potencia se entrega al motor) y debe ser mayor que el rango de tensión del motor (no olvide que

ésta es la tensión a través de la resistencia).

También deberá considerar que el máximo valor de corriente (por el bobinado) que puede soportar la PCB no debe exceder de 1 A.

La construcción

Todos los componentes de este circuito se montan directamente en la PCB, cuyo trazado de pistas y plano de componentes se ofrece en la

Figura 3. Se deben colocar zócalos para los dos

Elektor 53

INTERÉSGENERAL

Listado 1. La versión del código fuente.

// main.c – Main program code

#include <16f873.h>

#include <ports.h>

#include <protocol.h>

#use delay (clock=20000000)

#use rs232(baud=38400, xmit=tx, rcv=rc) int astep=1, bstep=1, cstep=1, dstep=1; long max=800, min=470;

// initialises the ports by defining whether the tri-state buffers should be input or output void setup_ports(void) { set_tris_a(0x00);set_tris_b(0x00);set_tris_c(0xF0);set_uart_speed(38400); }

// resets one motor to initial state void reset_motor(int motor) { if (motor==1) {output_low(a_1);output_low(a_2);output_low(a_3);output_low(a_4);output_high(led_a);} if (motor==2) {output_low(b_1);output_low(b_2);output_low(b_3);output_low(b_4);output_high(led_b);} if (motor==3) {output_low(c_1);output_low(c_2);output_low(c_3);output_low(c_4);output_high(led_c);} if (motor==4) {output_low(d_1);output_low(d_2);output_low(d_3);output_low(d_4);output_high(led_d);} }

// resets all ports to initial states void reset_ports(void) { reset_motor(1);reset_motor(2);reset_motor(3);reset_motor(4);putc(ACKNOWLEDGE); }

// creates a delay which constitutes the step pulse duration void delay_micro(long delay) { long n;for(n=1;n<=delay;n+=3)delay_us(6); }

// changes powered phases according to current step required void power_motor(int axis, step) { if (axis==1) { if (step==1) {output_bit(a_1,1);output_bit(a_2,0);output_bit(a_3,0);output_bit(a_4,1);} if (step==2) {output_bit(a_1,0);output_bit(a_2,1);output_bit(a_3,0);output_bit(a_4,1);} if (step==3) {output_bit(a_1,0);output_bit(a_2,1);output_bit(a_3,1);output_bit(a_4,0);} if (step==4) {output_bit(a_1,1);output_bit(a_2,0);output_bit(a_3,1);output_bit(a_4,0);} output_low(led_a); } if (axis==2) { if (step==1) {output_bit(b_1,1);output_bit(b_2,0);output_bit(b_3,0);output_bit(b_4,1);} if (step==2) {output_bit(b_1,0);output_bit(b_2,1);output_bit(b_3,0);output_bit(b_4,1);} if (step==3) {output_bit(b_1,0);output_bit(b_2,1);output_bit(b_3,1);output_bit(b_4,0);} if (step==4) {output_bit(b_1,1);output_bit(b_2,0);output_bit(b_3,1);output_bit(b_4,0);} output_low(led_b); } if (axis==3) { if (step==1) {output_bit(c_1,1);output_bit(c_2,0);output_bit(c_3,0);output_bit(c_4,1);} if (step==2) {output_bit(c_1,0);output_bit(c_2,1);output_bit(c_3,0);output_bit(c_4,1);} if (step==3) {output_bit(c_1,0);output_bit(c_2,1);output_bit(c_3,1);output_bit(c_4,0);} if (step==4) {output_bit(c_1,1);output_bit(c_2,0);output_bit(c_3,1);output_bit(c_4,0);} output_low(led_c); } if (axis==4) { if (step==1) {output_bit(d_1,1);output_bit(d_2,0);output_bit(d_3,0);output_bit(d_4,1);} if (step==2) {output_bit(d_1,0);output_bit(d_2,1);output_bit(d_3,0);output_bit(d_4,1);} if (step==3) {output_bit(d_1,0);output_bit(d_2,1);output_bit(d_3,1);output_bit(d_4,0);} if (step==4) {output_bit(d_1,1);output_bit(d_2,0);output_bit(d_3,1);output_bit(d_4,0);} output_low(led_d); } }

// Moves a specified motor by a specified amount of steps in a specified direction.

int move(short direction, long steps, int axis, step) { long n, delay, accsteps; delay=max; accsteps=max-min; for(n=1;n<=steps;n++) { if(n<=accsteps)delay—; if(steps-n<=accsteps)delay++; if(direction==0)step—;else step++; if(step==0)step=4;

54 Elektor

INTERÉSGENERAL if(step==5)step=1; power_motor(axis, step); delay_micro(delay); reset_motor(axis); } return(step); }

// Reads in 2 bytes from the UART and returns a 16-bit integer (range 0-65535) long readlong(void) { return(256*getc() + getc()); }

// Main Program void main(void) { char incomm; long steps; setup_ports(); reset_ports(); while(0==0) { output_low(led_a); output_low(led_b); output_low(led_c); output_low(led_d); incomm=getc(); output_high(led_a); output_high(led_b); output_high(led_c); output_high(led_d); switch(incomm) { case RESET: reset_ports(); break; case SETUP_ACC: min=readlong(); max=readlong(); break; case MOVE_A_FW: steps=readlong(); astep=move(0, steps, 1, astep); break; case MOVE_A_RV: steps=readlong(); astep=move(1, steps, 1, astep); break; case MOVE_B_FW: steps=readlong(); bstep=move(0, steps, 2, bstep); break; case MOVE_B_RV: steps=readlong(); bstep=move(1, steps, 2, bstep); break; case MOVE_C_FW: steps=readlong(); cstep=move(0, steps, 3, cstep); break; case MOVE_C_RV: steps=readlong(); cstep=move(1, steps, 3, cstep); break; case MOVE_D_FW: steps=readlong(); dstep=move(0, steps, 4, dstep); break; case MOVE_D_RV: steps=readlong(); dstep=move(1, steps, 4, dstep); break; } putc(ACKNOWLEDGE); } }

// ports.h – defines pin assignments

#define tx PIN_C6

#define rc PIN_C7

#define a_1 PIN_C3

#define a_2 PIN_C2

#define a_3 PIN_C1

#define a_4 PIN_C0

#define b_1 PIN_A0

#define b_2 PIN_A1

#define b_3 PIN_A2

#define b_4 PIN_A3

#define c_1 PIN_B3

#define c_2 PIN_B2

#define c_3 PIN_B1

#define c_4 PIN_B0

#define d_1 PIN_B7

#define d_2 PIN_B6

#define d_3 PIN_B5

#define d_4 PIN_B4

#define led_a PIN_A5

#define led_b PIN_A4

#define led_c PIN_C5

#define led_d PIN_C4

// protocol.h – defines communication protocol

#define RESET 1

#define ACKNOWLEDGE 2

#define SETUP_ACC 10

#define MOVE_A_FW 20

#define MOVE_A_RV 21

#define MOVE_B_FW 22

#define MOVE_B_RV 23

#define MOVE_C_FW 24

#define MOVE_C_RV 25

#define MOVE_D_FW 26

#define MOVE_D_RV 27

Elektor 55

INTERÉSGENERAL

Listado 2. Programa de prueba para ejecutar en el PC.

unit main; interface uses Windows, Messages, SysUtils, Classes, Graphics, Controls, Forms, Dialogs, StdCtrls, QCCom32, Buttons, ExtCtrls; type

TForm1 = class(TForm)

QCPort: T_QCCom32;

Commport: TComboBox; xclgroup: TRadioGroup; setup_acc, move_a_rv, move_a_fw, move_b_rv, move_b_fw, move_c_rv, move_c_fw, move_d_rv, move_d_fw, reset: TRadioButton; parameter1, parameter2: TEdit; commportlabel, parameterlabel: TLabel;

Executebutton: TBitBtn; autoreset: TCheckBox; procedure CommportChange(Sender: TObject); procedure ExecutebuttonClick(Sender: TObject); procedure FormShow(Sender: TObject); procedure setup_accClick(Sender: TObject); procedure move_a_fwClick(Sender: TObject); procedure move_a_rvClick(Sender: TObject); procedure move_b_fwClick(Sender: TObject); procedure move_b_rvClick(Sender: TObject); procedure move_c_fwClick(Sender: TObject); procedure move_c_rvClick(Sender: TObject); procedure resetClick(Sender: TObject); procedure move_d_fwClick(Sender: TObject); procedure move_d_rvClick(Sender: TObject); private { Private declarations } public { Public declarations } end; var Form1: TForm1;

Implementation {$R *.DFM} procedure TForm1.resetClick(Sender: TObject); begin parameter1.Enabled := FALSE; parameter2.Enabled := FALSE; end; procedure TForm1.setup_accClick(Sender: TObject); begin parameter1.Enabled := TRUE; parameter2.Enabled := TRUE; end; procedure TForm1.move_a_fwClick(Sender: TObject); begin parameter1.Enabled := TRUE; parameter2.Enabled := FALSE; end; procedure TForm1.move_a_rvClick(Sender: TObject); begin parameter1.Enabled := TRUE; parameter2.Enabled := FALSE; end; procedure TForm1.move_b_fwClick(Sender: TObject); begin parameter1.Enabled := TRUE; parameter2.Enabled := FALSE; end; procedure TForm1.move_b_rvClick(Sender: TObject); begin parameter1.Enabled := TRUE; parameter2.Enabled := FALSE; end; procedure TForm1.move_c_fwClick(Sender: TObject); begin parameter1.Enabled := TRUE; parameter2.Enabled := FALSE; end; procedure TForm1.move_c_rvClick(Sender: TObject); begin parameter1.Enabled := TRUE; parameter2.Enabled := FALSE; end; procedure TForm1.move_d_fwClick(Sender: TObject); begin parameter1.Enabled := TRUE; parameter2.Enabled := FALSE; end; procedure TForm1.move_d_rvClick(Sender: TObject); egin parameter1.Enabled := TRUE; parameter2.Enabled := FALSE; end; procedure TForm1.CommportChange(Sender: TObject); begin QCPort.Port := Commport.ItemIndex + 1; end; procedure TForm1.FormShow(Sender: TObject); begin QCPort.Port := 1; CommPort.ItemIndex := 0; end;

56 Elektor

INTERÉSGENERAL procedure TForm1.ExecutebuttonClick(Sender: TObject); var commandcode : char; command : string; begin

Executebutton.Enabled := FALSE; if reset.Checked then commandcode := char(1); if setup_acc.Checked then commandcode := char(10); if move_a_fw.Checked then commandcode := char(20); if move_a_rv.Checked then commandcode := char(21); if move_b_fw.Checked then commandcode := char(22); if move_b_rv.Checked then commandcode := char(23); if move_c_fw.Checked then commandcode := char(24); if move_c_rv.Checked then commandcode := char(25); if move_d_fw.Checked then commandcode := char(26); if move_d_rv.Checked then commandcode := char(27);

QCPort.Open; setlength(command, 1); command[1] := commandcode; QCPort.Write(command); if (parameter1.enabled) then begin setlength(command, 2); command[1] := char(strtoint(parameter1.text) div 256); command[2] := char(strtoint(parameter1.text) mod 256);

QCPort.Write(command); end; if (parameter2.enabled) then begin setlength(command, 2); command[1] := char(strtoint(parameter2.text) div 256); command[2] := char(strtoint(parameter2.text) mod 256);

QCPort.Write(command); end; while(QCPort.Read = ‘’) do; if autoreset.Checked then begin setlength(command, 1); command[1] := char(1);

QCPort.Write(command); while(QCPort.Read = ‘’) do; end; end.

QCPort.Close; Executebutton.Enabled := TRUE; end;

IC´s del tipo DIL (dual-in-line), mientras

IC3 debe soldarse directamente en la

PCB. Es aconsejable soldar primero los componentes de más bajo perfil como los puentes, resistencias, zócalos DIL, condensadores cerámicos, etc., principalmente por conveniencia. Tenga especial cuidado en observar la polaridad correcta de todos los semiconductores y condensadores electrolíticos antes de soldar. Las resistencias reguladoras también deben montarse ligeramente fuera de la superficie de la placa, ya que se calentarán bastante durante el funcionamiento. Es aconsejable usar separadores cerámicos para espaciar estas resistencias de la placa.

Si no se requieren los cuatro canales puede montar, por ejemplo, sólo dos canales del controlador del motor paso a paso.

Cuando la soldadura está acabada, pueden instalarse los IC’s, el microcontrolador PIC y el MAX232 en sus zócalos DIL. Usted puede programar su propio PIC para el proyecto, el cual usa el código fuente disponible con el número 020127-11 en el disco o en la sección de Descargas Gratuitas de nuestra página web www.elektor-electronics.co.uk. En la siguiente sección se proporciona un completo desarrollo que incluye algunas pautas para los lectores más ambiciosos que quieren personalizar la versión del PIC o añadir más funciones. Es aconsejable probar el proyecto con la versión original antes de intentar modificarlo.

El software del controlador

La función del microcontrolador PIC es recibir los comandos del PC a través del puerto RS232 y ejecutarlos. También es el responsable de generar la secuencia de pulsos que controlará la potencia entregada al motor, que produce los ciclos de aceleración y desaceleración para una óptima respuesta de un motor dado. Cuando esta interfaz está equilibrada a unos niveles de pulso de disparo bajo puede garantizarse la precisión.

Así que, ¿por qué molestarnos con un microcontrolador? ¿Por qué no usar el ordena-

Elektor 57

INTERÉSGENERAL

Figura 4. Comandos para la acción del programa del PC en el motor paso a paso. dor para controlar directamente el motor paso a paso? Aunque en otros tiempos era posible el control en tiempo real con los programas basados en DOS, desgraciadamente éste no es el caso, debido a la multitarea y la naturaleza multi-servidor de los recientes sistemas operativos de Windows 32-bits, ya que los tiempos compartidos en el procesador evitan la estabilidad de los tiempos de espera.

La versión de este proyecto se programó en un económico compilador de C proporcionado por CCS que es totalmente compatible con el entorno de Microchip MPLAB. Si desea conocer más detalles de este compilador hay una completa referencia del lenguaje disponible en línea en la página web de CCS.

El código está dividido en tres archivos: main.c, protocol.h y ports.h. El programa principal está dentro de main.c, las asignaciones de los pines (a los nombres de las variables) en ports.h y el protocolo de comunicación personalizado en protocol.h. La versión de este código fuente se da en el Listado 1.

El protocolo de comunicación personalizado usado en este proyecto es muy sencillo. Para cada comando se transmite el valor de un byte y si el comando requiere parámetros adicionales, estos se envían sucesivamente. Por ejemplo, trasmitirle al controlador que mueva nuestro motor en una dirección 1.000 pasos, exige tres bytes, el primero define el comando y los otros dos bytes especifican el número de pasos

(dentro del rango: 0 a 65.535). Dependiendo del byte del comando inicial, se define la longitud total de transmisión. Después de ejecutar el comando el microcontrolador contestará con un byte de reconocimiento para notificar al software del PC que está preparado para recibir más comandos si es necesario.

El módulo del programa principal inicia primeramente y restablece todos los puertos E/S incluido la UART con la tasa de transferencia a 38.400 bits/s. El programa empieza un bucle interminable hasta que se recibe un byte en la UART. Al recibir el byte de comando, el programa de control da el número de bytes adicionales adecuados para recibirlos en la UART.

Los comandos disponibles se listan debajo:

-RESET (byte 1): inicializa todos los puertos E/S.

-SETUP_ACC (byte 10): seguido por cuatro bytes adicionales establece el número máximo y mínimo de pasos de retraso para el movimiento del motor paso a paso (los dos son enteros de 16 bits). Al ejecutar un comando de MOVIMIENTO los retrasos de paso estarán inicialmente al máximo, reduciéndose gradualmente hasta alcanzar el retraso mínimo. Los pasos extensos tendrán el retraso mínimo. Hacia el final del ciclo del comando los retrasos del paso aumentarán hasta que el máximo se alcance de nuevo. Esta acción lleva a cabo la aceleración y desaceleración en cada comando de MOVIMIENTO.

-MOVE_A_FW (byte 20): continuado de dos bytes adicionales (un entero de 16 bits) para especificar al motor A cuántos pasos deberá moverse hacia delante.

-MOVE_A_RV (byte 21): seguido de dos bytes adicionales (un entero de 16 bits) para especificar al motor A cuántos pasos deberá moverse hacia atrás.

-MOVE_B_FW (byte 22)

-MOVE_B_RV (byte 23)

-MOVE_C_FW (byte 24)

-MOVE_C_RV (byte 25)

-MOVE_D_FW (byte 26)

-MOVE_D_RV (byte 27)

Estos comando son iguales que

MOVE_A_FW y MOVE_A_RV pero para los motores B, C y D respectivamente.

Al programar su propio microcontrolador PIC, no se olvide de apagar la característica ‘DEBUG_MODE’. Asegúrese de que ‘POWER_ON_RESET’ se activa, que se desactivan los ‘WATCH-

DOG_TIMER’ y las características de

‘BROWN_OUT_DETECT’. También debe cerciorarse que la velocidad de reloj está a 20 MHz.

Los programadores y kits de desarrollo recomendados para el microcontrolador usado aquí incluyen el

PICProg 2003 de Elektor Electronics

(2003 de septiembre), el Microchip

PICSTART y el módulo de ICD (con un encapsulado adicional de 28 patillas). Alternativamente, Taylec S.A..

proporciona un equivalente muy económico al módulo de ICD (por debajo de £50), totalmente compatible con el software de Microchip y que puede descargarse de manera gratuita.

El software de PC

El software de PC se programó en

Borland Delphi 4. Usamos una librería para Visual de libre distribución

(VCL) para acceder el puerto serie, llamada QCCOM32.

En la Lista 2 hay un programa de prueba para ilustrar cómo se envían los comandos a través del puerto

RS232 al controlador del motor de paso a paso. Nuevamente, la sección de descargas gratuitas de nuestra página web www.elektor-electronics.co.uk

lo pone a su disposición.

Es importante comprobar que las propiedades del QCCOM32 coinciden con la inicialización de la versión de la UART, sobre todo la tasa de transferencia que debe ser 38.400.

Para enviar cada comando al controlador el puerto se abre, los bytes se transmiten, el programa espera hasta recibir la señal de reconocimiento y finalmente se cierra el puerto.

Prueba y uso práctico

Antes de encender el circuito es importante verificar que todos los componentes están correctamente colocados y que la soldadura está limpia. A continuación desenchufaremos el motor paso a paso y conectaremos la alimentación. Primero usaremos un amperímetro para verificar la corriente de la fuente de alimentación, luego, mediante un voltímetro, observaremos si las líneas de alimentación son correctas. Si algo aparece mal en esta etapa, apagaremos inmediatamente y verificaremos la PCB y las conexiones.

Cuando el circuito se encienda adecuadamente deben iluminarse los cinco

LED’s, en este caso el microcontrolador está en marcha, sin embargo, si sólo se enciende un LED significa que hay alimentación en el circuito pero que la

58 Elektor

INTERÉSGENERAL

Figura 5. Nuestro prototipo acabado del controlador de motor paso a paso.

versión del microcontrolador no se está ejecutando adecuadamente. Suponiendo que se ha programado con éxito el microcontrolador, debe verificar si recibe la tensión de alimentación en las patillas pertinentes. Si todo está en orden revisaremos los componentes del oscilador (X1, C6 y C7) para asegurarnos que son correctos. Si todavía no funciona intente reprogramar o reemplazar el CI del microcontrolador.

Una vez que el circuito se pone en marcha correctamente, usaremos un cable 1:1 (no cruzado) de hembra D-9 a macho D-9 para conectar la PCB del controlador al puerto RS232 del ordenador. Ejecutaremos el software de prueba del PC y seleccionaremos la configuración del puerto COM correcta.

Seguidamente haremos una comprobación de cualquiera de los comandos: cuando se envía un comando deben

Descargas

Gratuitas

PIC y software del PC (archivos del código fuente). Número de Archivo:

020127-11.zip

El diseño de la PCB en formato PDF.

Número del archivo: 020127-1.zip www.elektorelectronics.co.uk/dl/dl.htm

, y seleccione el mes de la publicación.

apagarse cuatro LED’s y encenderse un

LED indicando qué canal está en uso; una vez ejecutado el comando los cuatro LED’s se iluminarán.

Si todo funciona como es debido, apagaremos la PCB del controlador y conectaremos un motor a un canal. Es importante asegurar que las fases y los comunes se conectan correctamente.

Luego, encenderemos y volveremos a comprobar. El motor debe girar suavemente, acelerando y disminuyendo la velocidad cuando arranca y se para. Si el motor parece saltar o el movimiento es accidentado, compruebe que las fases se han conectado en el orden correcto y que la tasa de aceleración no es demasiado rápida para ese motor paso a paso. Recuerde que las tasas de retraso más bajas implican la rotación más rápida. Si prepararamos la velocidad con los retrasos iguales, por ejemplo, 800-800, no habrá ninguna aceleración o desaceleración. La mayoría de los motores paso a paso deben trabajar con 500-1.000 retrasos de paso.

Después de probar todos los canales requeridos y observar que funcionan bien, puede personalizar el software del comando (PC) o el software de control

(PIC) para incluir sus propios comandos y mejoras. Una variación interesante podría ser multiplexar los motores, permitiendo que gire al mismo tiempo más de un eje. Las aplicaciones que hemos descrito aquí de esta placa de control pueden encontrarse en robótica para el posicionamiento exacto de partes mecánicas en los telescopios, los robots, cámaras, etc., o para el movimiento de precisión y colocación de las herramientas mecanizadas CNC.

(020127-2)

Enlaces útiles

Hoja de Características del Microchip PIC

16F87X: www.microchip.com/download/lit/ pline/picmicro/families/16f87x/30292c.pdf

Enlace de descarga directa del QCCOM32

VCL para RS232 E/S en Borland Delphi: http://geocities.com/scottpinkham/ delphi/qccom32.zip

Herramientas económicas de desarrollo para los PIC compatibles con el entorno Microchip MPLAB: www.taylec.co.uk

Compilador de C para PIC compatible con el entorno Microchip MPLAB: www.ccsinfo.com

VCLs para el acceso y control del puerto hardware: www.programmersheaven.com, www.torry.net, www.codeguru.com

Literatura útil

‘Serial Port Complete’ por Jan Axelson,

ISBN: 0965081923

‘PICProg 2003’,

Elektor Electronics Septiembre 2003.

Elektor 59

MICROCONTROLADOR

Central de Medidas de Precisión (V)

La red RS 485 en la práctica

Diseñado por J. Wickenhäuser www.wickenhaeuser.com

En las entregas previas de esta serie de artículos se describieron las prestaciones de la placa MSC 1201 y del microcontrolador, también se han tratado ya varios aspectos de cómo utilizar dicha estación por medio de varias aplicaciones, que van desde plataformas de desarrollo (para las que se adaptaba perfectamente) hasta un sensor de precisión dentro de una red. En esta entrega vamos a tratar el modo en que los elementos tratados en entregas anteriores pueden combinarse para formar un sistema completo o una red.

Nuestros lectores pueden utilizar el programa descrito en este artículo como punto de inicio para desarrollar sus propias aplicaciones. A pesar del uso de la sentencia print () y de los cálculos realizados en coma flotante, el código escrito para la aplicación descrita en este artículo ocupa tan sólo 5 kB aproximadamente (en comparación, las versiones de evaluación gratuitas del compilador

μC/51 sugerido, genera un código que llega hasta los 8 kB).

La Figura 1 nos describe el esquema de una red que está formada por dos tarjetas MSC 1201 y un conversor RS 232 a RS 485. Esta red ha sido diseñada para trabajar con longitudes de cable de hasta 1.000

pullups ON, Terminadores ON, retardo: 2ms al PC opcionalmente termina A/B con 120

Ω ca.120

Ω longitud del cable hasta 4 km

7V5 - 15V aproximadamente 30 mA por conexión/convertidor conexión '4'

Figura 1. Esquema de una red compuesta por dos tarjetas MSC 1210 y un conversor RS 232 a RS 485.

conexión '5'

60 Elektor

030060 - 5 - 11

MICROCONTROLADOR

Cable módem

“null” (cero)

Sub-D9

1

6

2

7

DCD

DSR

RxD

RTS zero modem

DCD

DSR

RxD

RTS

1

6

2

7

Sub-D9

La mayoría de los problemas de comunicaciones que nos han llegado de nuestros lectores sobre la conexión con el interfaces serie (RS 232 / V.24), pueden resumirse en el uso de conectores Sub-D inadecuados y/o cables incorrectos.

Para la mayoría de las placas con microcontroladores y proyectos con interfaces serie que se han descrito en Elektor, la conexión RS 232 se realiza con un conec-

3

8

4

9

5

TxD

CTS

DTR

RI

GND

TxD

CTS

DTR

RI

GND

3

8

4

9

5

030060 - 5 -13 tor Sub-D (conector hembra) de 9 terminales, colocado sobre la placa de circuito impreso. En estos casos, el cable de conexión es un sencillo cable interfaz serie

(cable de extensión), con un conector hembra en un extremo, un macho en el otro y todos los terminales conectados uno a uno entre sí. Ésta misma regla se aplica para la conexión del adaptador de PC a RS 485 descrito aquí.

La placa MSC 1201 es una excepción a esta regla, ya que está montada con un conector Sub-D macho. Esto significa que se debe utilizar un cable “null módem”

(o cable cero módem) para conectar la placa MSC 1201 al ordenador. Este cable tiene un conector hembra de 9 terminales en cada extremo. Además, las conexiones entre los dos grupos de terminales de ambos conectores están cruzadas

(por ejemplo, el terminal 1 con el 4 y el terminal 2 con el 3). Por otro lado, los terminales 1 y 6 de cada conector están conectados directamente uno a otro sobre el mismo conector. La figura muestra el diagrama de conexionado de un cable “null módem” y la asignación de terminales sobre el conector Sub-D (vistos desde la parte frontal del conector).

Para estar seguros completamente de que disponemos del cable adecuado, deberemos verificar las conexiones utilizando un polímetro o un verificador de continuidad. Los puentes entre los terminales 1 y 6 deben estar presentes (sin ningún tipo de fallo) en los dos conectores.

Una aplicación profesional

La compañía GeoPrecision fabrica sensores de red, entre otros productos. El sensor que se muestra en la fotografía ha sido desarrollado específicamente para ser utilizado en el interior de las minas. Debido a su alta precisión y estabilidad, se ha utilizado un microcontrolador MSC para este propósito.

La circuitería completa está alojada dentro de una cápsula metálica de 52 mm de longitud. La cápsula está protegida contra el agua y sellada herméticamente. A pesar de ello, las nuevas versiones de programas se pueden descargar en el momento en que se desee y los factores de calibración son accesibles de manera externa. Estas prestaciones vienen proporcionadas por un pequeño sistema operativo dentro de cada sensor, el cual gestiona el espacio libre de la memoria Flash.

Esto significa que se puede almacenar hasta un total de 30 kB de memoria de programa para la programación individual de cada sensor. En estas circunstancias, la distancia ya no es un problema, gracias al uso de la interfaz RS 485.

Naturalmente, para este tipo de aplicaciones es altamente importante que los datos transmitidos sean absolutamente correctos. En consecuencia, la función de

“checksum” se utiliza de manera constante. Sin embargo, cada sensor contiene en esencia una versión específica de la placa MSC, por lo que todos los programas han sido desarrollados y “comprimidos” utilizando el compilador mC/51.

Elektor

Figura 2. Valores medidos:

A0: valor en la entrada A0 relativo a AGND, en voltios.

A1: valor en la entrada A1 relativo a AGND, en voltios.

T: temperatura del circuito integrado en grados

Celsius.

metros, con los dos nodos MSC en un extremo y el conversor RS 232 a RS 485 en el otro extremo. La red también está alimentada a través del conversor.

Aspectos del montaje

Si suponemos que tenemos una fuente de limitación de 15 V, cada dispositivo conectado a la red requiere un consumo aproximado de 30 mA. Para que los nodos puedan funcionar de manera adecuada, la tensión de alimentación debe ser, como mínimo, de

7,5 V. Se debe proporcionar un cierto margen de trabajo ya que, en algunas ocasiones, un nodo puede consumir alguna corriente adicional, sobre todo cuando está en modo de transmisión. Si proporcionamos una capacidad de corriente de 100 mA para el bus, podemos estar seguros que tendremos suficiente corriente en cualquiera de los casos. Con una distancia total que ronda los 2.000 metros de cable, la caída de tensión a lo largo del cable no excede de los 7,5

V, lo que resulta una resistencia de terminal

(resistencia del cobre) de, aproximadamente, 75

Ω (suponiendo un consumo de

100 mA). Como la resistencia específica del cobre es de, aproximadamente, 0,02

Ωm/mm, un cable de cuatro conductores con una sección de 0,6 mm sería suficiente.

Afortunadamente, en el mercado podemos encontrar un cable con estas especificaciones exactas, se trata de un cable estándar de comunicaciones (con una pantalla metálica además) que tiene un precio relativamente bajo.

En el caso de cables muy largos, es posible que no podamos alimentar el bus RS 485 completo a partir de un único punto. Esto ya fue tratado en una de las entregas anteriores. Por

61

MICROCONTROLADOR

Lista de artículos

– Parte 1: Central de Medidas de Precisión

(I): con una plataforma de desarrollo MSC

1210 (Septiembre/Agosto de 2003)

Introducción al concepto global de las placas de experimentación para el MSC 1210.

– Parte 2: Central de Medidas de Precisión

(II): placa de circuito impreso y programa de entorno de trabajo (Noviembre de 2003)

Placa de circuito impreso, diagrama de pistas y plano de inserción de componentes; descripción de los programas.

– Visualizador LCD con Bus I 2 C (Noviembre de 2003).

Descripción del Bus I 2 C y una pantalla

LCD muy amigable para el MSC 1210.

– Parte 3: Central de Medidas de Precisión

(III): memoria Flash para todo tipo de propósito (Diciembre de 2003).

La memoria Flash y cómo utilizarla.

– Parte 4: Central de Medidas de Precisión

(IV): RS 485, o la red del micro MSC 1210

(Enero de 2004).

Arquitectura de la red y un sencillo conversor RS 485 a RS 232 para el ordenador.

– Parte 5: Central de Medidas de Precisión

(V): la red RS 485 en la práctica.

lo tanto, antes de decidir el cable a utilizar con conductores súper planos, puede ser conveniente utilizar una fuente de alimentación suplementaria.

Con estas longitudes de cable, lo normal es que sea preciso terminar ambos extremos del bus RS 485 con algún dispositivo, que en el caso del cable de comunicaciones que hemos mencionado previamente debe tener un valor de 120 W.

El programa de la red

Una vez que la red ha sido físicamente implementada, aún nos queda disponer de algunos programas para su explotación. La interfaz RS 485 requiere un protocolo de transmisión de datos fiables que utilice los siguientes parámetros: 9.600 (velocidad de transmisión de datos), 8 (número de bits), N

(sin paridad) y 1 (bit de parada). Por el contrario, el ordenador y el conversor se comunican a través de un enlace RS 232 a una velocidad de 57.000 bits/s.

La marca”#” se utiliza como carácter de inicio. Esta marca va seguida por la dirección del nodo de destino en el comando que se ejecuta. Después de esto va el dato actual (en la forma de texto legible), seguido al final por el “checksum” de la información enviada, que permite que el receptor determine si el dato recibido es correcto o no lo es. En nuestro caso, la función “checksum” viene marcada por el carácter

$” y consiste en dos bytes que contienen la suma lateral de todos los caracteres procedentes después del carácter de inicio. En la práctica normal se utilizan esquemas más complicados tales como

“checksum” polinómicos. Existe una gran cantidad de literatura tecnológica disponible sobre este tema en un formato más asequible para el lector poco entendido.

Como ya mencionamos en la cuarta entrega de esta serie de artículos, se debe insertar una breve pausa entre la activación de la sección del transmisor y el envío del carácter de inicio, de manera que se eviten los errores de transmisión. El ordenador conversor utiliza una ventana de tiempo para activar la sección del transmisor. Por esta razón, se deben conectar resistencias de”pullup” y de “pull-down”, ya que, de otro modo, el primer carácter podría transmitirse de manera incorrecta. El ordenador conversor deberá estar configurado para trasmitir cuando aparezca el primer byte proveniente del ordenador. Todos los puentes deben estar montados en el ordenador conversor, aunque el dispositivo terminador solamente será necesario si el convertidor está colocado al final del cable.

La Figura 2 muestra la estructura de un paquete de datos típico. Este paquete fue generado por el programa emulador de terminal “Flas- hMon ” que se suministra con el compilador mC/51.

Para poder verificar la red utilizando un emulador de terminal estándar vamos a ir incluso un paso más allá e ignorar la transmisión de la función ”checksum”. Con ello solamente tendremos que analizar el contenido de la respuesta. El programa de demostración tan sólo puede gestionar un comando, el cual nos muestra los valores medidos

(aunque al menos el código fuente es gratuito).

Cuando se utilizan múltiples placas como nodos de red, el programa que se acompaña en este artículo debe volcarse sobre cada placa MSC

1210, con lo que cada nodo va a estar asignado con su propia ID (identificador de nodo designado en el código fuente, que vienen con un valor por defecto de 5).

A partir de ahora podemos enviar un comando al nodo 5 escribiendo #5<CR> (donde <CR> hace referencia al carácter de retorno de carro, es decir, tecla Return). El diodo LED de esta placa se encenderá durante aproximadamente un segundo, mientras que los diodos

LEDs de los otros modos parpadearán de manera breve. Después de todo ello deberemos recibir el valor medido en el formato que se muestra en la Figura 2. El nodo también saca esta información en una manera algo más extensa, a través de su interfaz RS 232 (local), que ha sido utilizado para volcar el programa.

En el directorio .../src/msc1210/

Elmet/Elmet485/ELM_FLASH está disponible una nueva versión del programa de demostración, que se ha producido utilizando la versión

V1.10.12 del compilador.

Sin embargo, no necesitamos descargar el compilador entero de una vez (12 MB), ya que podemos ir descargando los elementos individuales a través de la página web de

Elektor.

Los microcontrolador de la casa

MSC tienen muchas prestaciones adicionales, todas ellas de mucho interés. Con los elementos que han sido descritos en esta serie de artículos, los cuales llegan a su fin, nuestros lectores no deberían tener dificultades para utilizarlos para sus propios propósitos.

(030060-5)

Enlaces:

www.wickenhaeuser.com

Compilador ANSI C para la familia de microcontroladores 8051, que incluye el código fuente de todos los programas de demostración del

MSC 1210. www.elektor-electronics.co.uk

Fuente de todas las placas MSC 1210 totalmente ensambladas y probadas.

www.geoprecision.com

Diversas aplicaciones prácticas.

62 Elektor

FEBRERO 2004

CONDICIONES GENERALES

Los circuitos impresos, carátulas autoadhesivas, ROMs, PALs, GALs, microcontroladores y disquetes que aparecen en las páginas de ELEKTOR se encuentran a disposición de los lectores que lo requieran. Para solicitarlos es necesario utilizar el cupón de pedido que se encuentra en las páginas anexas.

Este mismo cupón también puede utilizarse para efectuar pedidos de los libros de la colección de ELEKTOR (en versión original inglesa).

- Los items marcados con un asterisco (*) tienen una vigencia limitada y su disponibilidad solo puede garantizarse durante un cierto periodo de tiempo.

- Los items que no se encuentran en esta lista no están disponibles.

- Los diseños de circuitos impresos se encuentran en las páginas centrales de la Revista. En ocasiones y por limitación de espacio no se garantiza la publicación de todos los circuitos. En estos casos los lectores interesados pueden solicitar los diseños, utilizando el mismo cupón de pedido y les serán enviados a su domicilio contra reembolso de 500 pts.

(incluidos gastos de envio).

- Los EPROMs, GALs, PALs, (E)PLDs, PICs y otros microcontroladores se suministrarán ya programados.

Los precios y las descripciones de los diferentes productos estan sujetos a cambios. La editorial se reserva el derecho de modificar los precios sin necesidad de notificación previa. Los precios y las descripciones incluidas en la presente edición anulan los publicados en los anteriores números de la Revista.

FORMA DE ENVIO

Los pedidos serán enviados por correo a la dirección indicada en el cupón de las páginas anexas. Además los lectores pueden formular pedidos por teléfono llamando al número 91 327 37 97 de lunes a viernes en horario de 9,30 a 14 h y de 16 a 19 h. Fuera de este horario existe un contestador telefónico preparado para recoger las demandas. Los gastos de envio serán abonados por el comprador, tal como se indica en el cupón.

FORMA DE PAGO

Todos los pedidos deberán venir acompañados por el pago, que incluirá los gastos de envio, tal como se indicó anteriormente.

El pago puede realizarse mediante cheque conformado de cualquier banco residente en territorio español, giro postal anticipado, tarjeta VISA (en este caso debe indicarse la fecha de caducidad, domicilio del propietario de la tarjeta y firma del mismo).

Nunca se deberá enviar dinero en metálico con el pedido. Los cheques y los giros postales deben ser nominativos a la orden de VIDELEC S.L.

SUSCRIPCIONES A LA REVISTA Y EJEMPLARES ATRASADOS

Las suscripciones o pedido de números atrasados, si se encuentran disponibles, se realizarán a LARPRESS, C/ La Forja, nº 27 - 28850 Torrejón de Ardoz (Madrid). Telf: 91 677 70 75, Fax: 91 676 76 65. E-mail: [email protected]

Los precios de ejemplares atrasados son de 3,60

€ más gastos de envio.

COMPONENTES UTILIZADOS EN LOS PROYECTOS

Todos los componentes utilizados en los proyectos ofrecidos en las páginas de la Revista se encuentran generalmente disponibles en cualquier establecimiento especializado o a través de los anunciantes de este ejemplar. Si existiera alguna dificultad especial con la obtención de alguna de las partes, se indicará la fuente de suministro en el mismo artículo.

Lógicamente los proveedores indicados no son exclusivos y cualquier lector podrá optar por su suministrador habitual.

CONDICIONES GENERALES DE VENTA

Plazo de entrega: El plazo normal será de 2-3 semanas desde la recepción del pedido. No obstante no podemos garantizar el cumplimiento de este periodo para la totalidad de los pedidos.

Devoluciones: Aquellos envios que se encuentren defectuosos o con la falta de alguno de los componentes podrán ser devueltos para su reposición, solicitando previamente nuestro consentimiento mediante llamada telefónica al número

(91) 3273797 en horario de oficina. En este caso la persona que llame recibirá un número de devolución que deberá hacer constar al devolver el material en un lugar bien visible. En este caso correrá por nuestra cuenta el gasto de envio de la devolución, debiéndolo hacer así constar el remitente en su oficina postal. A continuación se le enviará nuevamente el pedido solicitado sin ningún gasto para el solicitante.

En cualquiera de los casos anteriores, solo se admitirán las devoluciones en un plazo de tiempo de 14 dias contados a partir de la fecha de envio del pedido.

Patentes: Algunos de los circuitos o proyectos publicados pueden estar protegidos mediante patente, tanto en la

Revista como en los libros técnicos. La editorial LARPRESS no aceptará ninguna responsabilidad derivada de la utilización inadecuada de tales proyectos o circuitos para fines distintos de los meramente personales.

Copyright: Todos los dibujos, fotografias, artículos, circuitos impresos, circuitos integrados programados, disquetes y cualquier otro tipo de software publicados en libros y revistas están protegidos por un Copyright y no pueden ser reproducidos o transmitidos, en parte o en su totalidad, en ninguna forma ni por ningún medio, incluyendo fotocopiado o grabación de datos, sin el permiso previo por escrito de Editorial LARPRESS.

No obstante, los diseños de circuitos impresos si pueden ser utilizados para uso personal y privado, sin necesidad de obtener un permiso previo.

Limitación de responsabilidad: Todos los materiales suministrados a los lectores cumplen la Normativa Internacional en cuanto a seguridad de componentes electrónicos y deberán ser utilizados y manipulados según las reglas universalmente aceptadas para este tipo de productos. Por tanto ni la editorial LARPRESS, ni la empresa suministradora de los materiales a los lectores se hacen responsables de ningún daño producido pos la inadecuada manipulación de los materiales enviados.

CONSULTORIO TECNICO

Existe un Consultorio técnico telefónico gratuito a disposición de todos los lectores. Este sevicio se presta todos los lunes y martes laborables en horario de 17 a 19 h.

El número de teléfono para consultas es el 91 375 02 70.

Elektor

SERVICIOS LECTORES

Código Precio

( €)

E285 FEBRERO 2004

Receptor de Control Remoto en FM:

- PCB

Cronómetro de Proyectos:

- Disco, códigos fuente y objeto

- PIC16F84-10P, programado

Descubriendo el motor paso a paso (II):

- Disco, código fuente

Generador de Reloj Universal:

- Disco, código fuente

Enlace RS232 sin hilos:

- PCB

E284 ENERO 2004

Contador de revoluciones para modelos de radio-control:

- PCB

- Disco, código fuente y hex

- 89C2051-12PC, programado

Visualizador de Texto con Desplazamiento:

- Disco, código fuente y hex

Conversor USB analógico:

- PCB

- Disco, códigos hex y software Windows

- PIC16C765, programado

E283 DICIEMBRE 2003

Generador de Señal de RF con DDS:

- PCB, generador

- PCB, control/alimentación

- AT90S8515 8PC, programado

Detector de metal por inducción balanceada:

- PCB

E282 NOVIEMBRE 2003

Generador de imágenes ATV:

- Disco, código fuente y hex

- AT90S8515-8PC, programado

- AT90S1200-12PC, programado

Interruptor remoto mediante teléfono DTMF:

- PCB

- Disco, software del proyecto

- PIC16F84A-20/P, programado

Display de Cristal Líquido con Bus I

2

C:

- PCB

PICProg 2003:

- PCB

- Disco, software Windows

- PIC16F874-20/P, programado

Central de Medida de Precisión (2):

- Placa ensamblada y comprobada

Preamplificador a válvulas (I):

- PCB, placa amplificador

- PCB, placa alimentación

- PCB, placa I/O

E281 OCTUBRE 2003

Mini Generador de Carta de Ajuste:

- Disco, código fuente

Selector de Disco Duro:

- PCB

Herramienta de Programación para el ATtiny 15:

- PCB

- Disco, software del proyecto

Amplificador de coche en puente cuádruple:

- PCB

E280 SEPTIEMBRE 2003

Adición de un destello:

- Disco, código fuente y hex

- PIC12C509A-04/SM, programado

Programador AT90S2313:

- PCB

Mini display para texto en movimiento:

- Disco, código fuente

Control Remoto de Luz con Regulador de Intensidad:

- Disco, código fuente y hex

- AT89C2051-12, programado

E279 AGOSTO 2003

Tenis TV con AVR:

- PCB principal

- PCB pulsadores

- Disco, código fuente AVR

- AT908515, programado

Agenda electrónica de bolsillo:

- Disco, software PC y controlador

- AT90S2313-10PCprogramado

Controlador LCD de bajo coste (ii):

- PCB

- Disco, software del proyecto

034044-1

020350-11

020350-41

020127-11

020395-11

030204-1

024111-1

024111-11

024111-41

020407-11

020374-1

020374-11

020374-41

020299-1

020299-2

020299-41

020290-1

020295-11

020295-41

020295-42

020294-1

020294-11

020294-41

030060-2

010202-1

010202-11

010202-41

030060-91

020383-1

020383-2

020383-3

020403-11

034050-1

030030-1

030030-11

034039-1

020293-11

020293-41

034036-1

020365-11

020337-11

020337-41

030026-1

030026-2

030026-11

030026-41

020308-11

020308-41

020114-1

020114-11

19,00

9,12

24,52

9,12

9,12

16,24

33,00

9,00

16,00

9,00

14,00

9,00

25,00

22,00

23,00

57,00

17,00

9,46

18,33

14,60

9,46

16,79

9,29

14,33

17,50

10,00

9,46

12,09

9,12

28,37

25,70

22,00

9,12

27,50

14,00

17,00

9,12

44,00

68,00

22,00

21,00

19,00

15,40

16,70

9,46

29,43

9,46

24,40

16,79

9,46

63

SERVICIOS LECTORES

Por favor envíen este pedido a:

ADELTRONIK

Apartado de Correos 35128

28080 Madrid

ESPAÑA

Tel. 91 327 37 97

CUPON DE PEDIDO

Nombre

Domicilio

Tel.

Fax

C.P.

Fecha

Por favor envíenme los siguientes materiales. Para circuitos impresos, carátulas, EPROMs, PALs, GALs, microcontroladores y disquetes indique el número de código y la descripción.

Cant. Código Descripción Precio/unid.

IVA incl.

Total

Forma de pago (vea la página contigua para más detalles)

Nota: Los cheques serán en euros y conformados por una entidad bancaria.

Cheque (nominativo a VIDELKIT, S.L.)

Giro postal. Cuenta Postal (BBVA)

Nº 0182-4919-74-0202708815

Fecha de caducidad: Firma:

Número de tarjeta:

Código

Control de luz nocturna:

- Disco, código fuente y hex

- AT90S2313-10PC, programado

Tarjeta de desarrollo XA Universal (II):

- PCB

- Disco, código GAL, EPROM, XADEV

- EPROM IC8, 27C256-90, programado

- EPROM IC9, 27C256-90, programado

- GAL 16V8, programado

E278 JULIO 2003

Temporizador descendente:

- Disco, código fuente y hex

- AT90S1200, programado

Grabador de audio USB:

- Disco, código EPROM

- EPROM 27C512, programado

Amplificador Final a Válvulas (2):

- Placa amplificador (1 canal)

- Placa fuente alimentación

E277 JUNIO 2003

Controlador de luces de discoteca de 8 canales:

- PCB

- 87C750 or 87C71, programado

Pico PLC:

- PCB

- Disco, programa de test

Simple chip para Control de Tono:

- PCB

E276 MAYO 2003

Fuente de Alimentación Conmutada de 17 V/10 A:

- PCB

Unidad de conmutación complementaria para modelismo R/C:

- PCB

- Disco, código fuente y hex

- PIC16C712-041/SO, programado

020115-11

020115-41

010103-1

010103-11

010103-21

010103-22

010103-31

020296-11

020296-41

012013-11

012013-21

020071-1

020071-2

010131-1

010131-4

010059-1

010059-11

020054-4

020054-3

020126-1

020126-11

020126-41

64

25,34

44,70

36,00

9,00

21,00

19,40

19,00

10,00

32,00

Precio

( €)

9,46

24,89

25,55

9,46

19,36

19,36

9,30

9,40

26,00

9,40

28,00

28,40

18,80

Los precios y las descripciones están sujetas a cambio. La editorial se reserva el derecho de cambiar los precios sin notificación previa. Los precios y las descripciones aquí indicadas anulan las de los anteriores números de la revista.

Sub-total

Gastos envio

Total

3

Sistema de Desarrollo AVRee:

- PCB

- Disco, programas ejemplo

Caja de conmutación con efectos de guitarra:

- PCB

Temporizador Inteligente para Ventilador:

- Disco, software del proyecto

- MSP430F1121, programado

Sustitución del SAA3049:

- PCB

- Disco, código fuente y hex

- 87LPC764BN, programado

Desplazamiento de luces bicolor:

- PCB, controlador

- PCB, placa LED

- Disco, software del proyecto

- AT89C2051-12PC, programado

E275 ABRIL 2003

Analizador Lógico 20/40 MHz:

- PCB

- Disco, programa demostración

- AT90S8515-8PC, programado

Sistema de Altavoces Activo (II):

- PCB

Medidor de Capacidad con Escala Automática:

- PCB

- Disco, código fuente y hex

- PIC16F84A-20/P, programado

Reloj de arena electrónico:

- PCB

- Disco, software del proyecto

- PIC16F84A-04/P, programado

E274 MARZO 2003

Sistema de altavoces activo (I):

- PCB

Elektor

Código

020351-1

020351-11

020181-1

020170-11

020170-41

020085-1

020085-11

020085-41

010134-1

010134-2

010134-11

010134-41

020032-1

020032-11

020032-41

020054-2

020144-1

020144-11

020144-41

020036-1

020036-11

020036-41

020054-1

Precio

( €)

27,36

10,00

27,00

10,00

23,50

27,00

10,00

20,60

17,00

22,00

10,00

15,00

32,00

10,00

31,28

16,46

15,00

10,00

32,00

38,00

10,00

32,00

16,00

Código

Lanzador de Dado RPG Electrónico:

- PCB

- Disco, código fuente

- AT90S4433-8PC, programado

Ahuyentador de roedores:

- PCB

Conectores de red controlados SMS:

- PCB

E273 FEBRERO 2003

Interface CompactFlash para sistemas de microcontrolador:

- PCB

- Disco, código fuente de la demo

Bus DCI:

- PCB, conversor

- PCB, terminal

- Disco, software del proyecto and código fuente

- AT90S8515-8PC, programado

Ampliación de líneas y ADC:

- Disco, programas BASCOM-51

Dispositivo de bloqueo programable para números de teléfono:

- PCB

- Disco, software del proyecto

- AT89C2051-1, programado

Codec de audio USB con S/PDIF:

- PCB

E272 ENERO 2003

Emulador de EPROM:

- PCB

- Disco, listado JEDEC GAL

- GAL 16V89, programado

Linterna a LED:

- Disco, software del proyecto

- PIC12C672-04/SM, programado

Comprobador de Nivel de Audio:

- PCB

Monitorizador telefónico de bebé:

- PCB

- Disco, código fuente y hex

- AT90S1313-10PC, programado

Adaptador para Diagnóstico de Vehículo:

- PCB

020005-1

020005-11

020005-41

020110-1

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010113-11

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012019-11

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012016-11

012016-41

020138-1

E271 DICIEMBRE 2002

Programador AT90S8535:

- PCB

Vatímetro Digital de RF:

- PCB

- Disco, código fuente

- PIC16F876-04/SP

Medidor de Nivel de Presión Sonora:

- PCB

Alarma de Robo para Moto:

- PCB

- Disco, código fuente

- PIC16F84-04/P

- PIC16F84-04/P

E270 NOVIEMBRE 2002

Receptor de la banda de 20 m:

- PCB

Comprobador de condensadores ESR:

- PCB

Microprogramación para emulador EPROM:

- Disco, código hex

- AT89C2051-12P programado

Comprobador de continuidad:

- PCB

Placa controladora de alta velocidad (II):

- PCB

Interface paralela JTAG:

- PCB

E269 OCTUBRE 2002

Medidas de Distancia mediante Rayos Infrarrojos:

- Disco, software del proyecto

- 87LPC762, programado

E268 SEPTIEMBRE 2002

Limitador de Audio para DVD:

- PCB

Cambio entre Teclado/Ratón por Pulsador:

- PCB

E267 AGOSTO 2002

Procesador de Señal de Audio Digital DASP-2002:

- PCB

- 27C256, programado

- Set: PCB + 020091-21

024051-1

020026-1

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Elektor

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Precio

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25,00

27,00

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38,59

18,94

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SERVICIOS LECTORES

Código Precio

( €)

Antorcha de diodos LED

- PCB

Verificador DMX Portátil

- PCB

- Disco, código fuente y hex

- AT90S8515, programado

Tube Box

- PCB

E266 JULIO 2002

Regulador de luz DMX:

- PCB

- 68HC11F1FN, programado

- Set: PCB + 010210-41

E265 JUNIO 2002

Controlador de CompactFlash para Bus IDE:

- PCB

Interface I2C para Bloque Lego RCX:

- Disco, software del proyecto

Interface LPT/DMX:

- PCB

- Disco, código fuente & programado

- AT90S8515-8PC, programado

Receptor de Infrarrojos Multi-estándar:

- PCB

- Disco, software del proyecto

- P87LPC764BN, programado

Interfaz Serie para el Bus 1-Wire de Dallas:

- PCB

E264 MAYO 2002

Sistema de Medida de Velocidad:

- PCB

- Disco, código fuente y hex

- 87LPC762, programado

Control Remoto de Procesos utilizando un Teléfono Móvil (2):

- PCB

- Disco, software del proyecto

- GAL16V8, programado

Sencillo Programador para Micros AVR:

- PCB

- Disco, software del proyecto

- Set: PCB + 010055-11

Receptor de Banda VHF:

- PCB

CI multi-propósito para modelismo (II):

- PCB, speed controller

- PCB, hot glow/go-slow

- Disco, código fuente

- 87LPC762BN, programado

E263 ABRIL 2002

Panel Mezclador de Luces:

- PCB

Circuito integrado multipropósito para modelismo (I):

- PCB, servo reserve

- PCB, 2-channel switch

- Disco, código fuente

- 87LPC762BN programado

Sistema de Desarrollo PICee:

- PCB

- Disco, programas ejemplo

- Set: PCB + 010062-11

Amplificador Final Versátil:

- PCB, amplifier

- PCB, power supply

E262 MARZO 2002

Interfaz de disco duro para puerto de impresora:

- PCB

- Disco, software del proyecto

- 7064LC84-15, programado

Iluminación y caja de cambios:

- Disco, software del proyecto

- PIC16C57, programado

Interrogador maestro:

- PCB, transmitter and receiver

- Disco, software del proyecto

- PIC17C44-16/P, programado

E261 FEBRERO 2002

Placa microcontroladora flash para 89S8252:

- PCB

- Disco, software del proyecto

Medidor de descarga/capacidad de batería:

- PCB set

- Disk set, project sofware

- ST62T65B6, programado

010130-1

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INTERÉSGENERAL

Un Receptor DRM

Experimental

DDS cumple con DRM

Por B. Kainka

¿Sabía usted que la BBC realiza trasmisiones digitales en onda corta y en onda media? El único problema es que las radios DRM (Digital Radio Mondiale, es decir, Radio Digital Mundial) no están muy extendidas todavía. Este artículo describe cómo se puede utilizar el Generador de Señal de RF DDS, de Elektor Electronics, acompañado de una pequeña circuitería adicional y un pequeño programa, para recibir esta señal de radiodifusión estéreo de alta calidad en un ordenador o PC Portátil.

El nuevo estándar de radiodifusión digital para una radio de onda corta (y todas las bandas por debajo de 30 MHz) se conoce como

Digital Radio Mondiale (DRM). El sistema requiere una alta especificación para el receptor, pero si nuestros lectores ya han construido el Generador de Frecuencia con Sintetizador

Digital Directo (DDS), descrito en la entrega de Diciembre de 2003 de Elektor, el resto del diseño del receptor es bastante sencillo. En este artículo también se ha incluido una alternativa para el diseño de un receptor que no necesita el uso del generador DDS.

Recomendamos a nuestros lectores que echen una ojeada a los horarios de transmisión de la DRM y a las frecuencias utilizadas en

Inglaterra, en la página web www.drm-dx.de

.

Las trasmisiones DRM pueden captarse con un receptor de radio AM normal, pero todo lo que oiremos en los altavoces de nuestro equipo será un alto nivel de ruido blanco que nos indica que estamos sintonizando la señal.

En la actualidad, la señal DRM está formada por un gran número de portadoras QAM que, en conjunto, producen una trama de datos digitales que representan el contenido del programa. Cada portadora puede disponer de 64 estados, por lo que la constante de fase del oscilador receptor es muy importante, ya que asegura la calidad de una buena recep-

Figura 1. El generador DDS de Elektor Electronics.

ción. Para disponer de mayor información sobre este punto y sobre el estándar DRM, recomendamos a nuestros lectores que se dirijan a la literatura [1] que se indica al final de este artículo.

La más mínima cantidad de ruido de fase en el oscilador mezclador, se traduce en una señal de entrada degradada o ilegible. Éste es el motivo por el que el generador de señal DDS está encerrado en sí

Elektor

INTERÉSGENERAL

Figura 2. El mezclador directo de 50 Ω.

mismo, ya que disponen de un ruido de fase muy bajo, similar al de un oscilador de cristal y con una buena precisión de estabilidad.

Los osciladores convencionales que utilizan condensadores de sintonía o PLL’s son inadecuados para estas aplicaciones. Si nuestros lectores comienzan con el generador DDS ya disponible, el resto del diseño del equipo receptor es bastante sencillo. Incluso los receptores básicos obtendrán buenos resultados si disponen de un oscilador de buena calidad.

El diseño del receptor es muy sencillo: la señal de RF de entrada se mezcla con un oscilador local (el generador DDS) para producir una señal de 12 kHz, que es llevada directamente a la entrada de la tarjeta de sonido de un ordenador. A partir de aquí, el programa se encarga de todos los procesos digitales, como la decodificación de la señal digital y su conversión en una señal analógica antes de sacarla por los altavoces del ordenador.

Figura 3. El prototipo del receptor.

El mezclador directo

El mezclador directo es uno de los conceptos más sencillos del receptor. La señal de radio de HF entrante se mezcla para producir una señal de banda base de 12 kHz. Por lo tanto, el oscilador local debe trabajar a una frecuencia igual a la señal recibida, más o menos 12 kHz.

Una desventaja del oscilador directo es que no ofrece ningún rechazo de la frecuencia imagen, lo que significa que el receptor es sensible a una señal que esté separada 24 kHz de la señal deseada. Si tenemos suerte, no tendremos ningún otro transmisor trabajando sobre esta frecuencia. Esta particularidad nos permite disponer de dos puntos de sintonía para recibir la misma señal, como por ejemplo, si deseamos sintonizar sobre las trasmisiones DRM del Servicio

Mundial de la BBC, que son enviadas desde la estación relé en Sackville,

Canadá. Así, en la frecuencia de 9.795

kHz podemos configurar la frecuencia del oscilador local a 9.807 ó 9.783 kHz. Si resulta que otra estación de gran potencia está enviando su señal sobre la frecuencia de 9.771 kHz, las dos señales se verán mezcladas a la misma frecuencia de la señal deseada (9.783 - 9.771 = 12 kHz), por lo que, en este caso, es mejor sintonizar la frecuencia imagen de 9.807

kHz. La señal de “encriptación” produce una señal de salida de 36 kHz, que será eliminada por el filtro montado en la entrada del conversor A/D de la tarjeta de sonido.

El generador DDS diseñado por G.

Baars (ver Figura 1) y publicado en el número de diciembre de 2003, puede producir tanto una señal de salida con modulación de amplitud como con modulación de frecuencia, aunque esta aplicación no lo requiere. Una importante característica de este generador es que el rango de frecuencias llega hasta los 30 MHz y además dispone de un sencillo método de selección de frecuencia, utilizando un teclado o un mando de control de un codificador rotativo. El nivel de la señal de salida se puede ajustar hasta los 0 dBm (224 mV sobre 50

Ω), esto asegura que el mezclador puede trabajar con su nivel de señal de entrada óptimo.

En las primeras pruebas que se realizaron se uso un mezclador de anillos de diodos, del tipo TDM2, de la casa

Mini Circuits ( www.minicircuits.com

).

Se utiliza un transistor BF 494 como un amplificador de banda ancha para aumentar el nivel de señal, proveniente del oscilador DDS, hasta un nivel próximo a los 7 dBm. También se emplea un transistor de bajo ruido, del tipo BF 548C, como amplificador de audio a la salida del mezclador, de manera que se asegura que existe la suficiente señal como para poder trabajar con la entrada de micrófono de la tarjeta de sonido. La impedancia del mezclador de, aproximadamente, 50

Ω, asegura que se puede trabajar con grandes niveles de señal de entrada.

La antena puede ser tan sólo un trozo de hilo largo colocado en el exterior, tan alto como para conseguir sus mejores prestaciones. Sin embargo, si el espacio es algo muy importante en nuestra vivienda, la longitud de la antena puede estar comprendida entre 1 y 3 metros, la cual debería ser suficiente.

A diferencia de la mayor parte los proyectos de RF, este diseño no contiene ningún circuito de sintonía, de manera que la distribución de los componentes sobre la placa de circuito impreso no es demasiado crítica. En la Figura 3 se muestra el circuito prototipo construido sobre una pequeña pieza perforada de placa de circuito impreso de desarrollo.

El descodificador

Una vez conectada una antena al receptor, encenderemos el generador

DDS y conectaremos la salida del sencillo receptor a la entrada de micrófono de nuestra tarjeta de sonido. A partir de este momento podremos ejecutar el programa “DRM Software Radio”, de la casa Fraunhofer-IIS. Este programa está disponible en Internet, en la página web www.drmrx.org y su coste es de, aproximadamente, 60

€. También se ha desarrollado un programa de código abierto para la recepción DRM, sobre el que entraremos en más detalle al final de este artículo.

El ejemplo de sintonía que hemos dado anteriormente indica la importancia de realizar una buena selección sobre la frecuencia correcta para evitar las estaciones que puedan producir interferencias. Así, si necesitamos sintonizar la frecuencia imagen, la señal de banda base recuperada tendrá su espectro de frecuencia invertido con respecto a la primera frecuencia que estábamos sintonizado, por lo que es importante poder disponer de la capacidad de colocar el espectro de señal

68 Elektor

INTERÉSGENERAL de nuevo en su posición correcta. La Figura 4 nos muestra la opción del programa que nos permite realizar la corrección de esta inversión.

Una ventana en el programa “DRM Software

Radio ” nos muestra un espectro de frecuencia de un ancho de 10 kHz de la señal recibida. Esta opción es muy versátil si tenemos que realizar una sintonía manual para asegurar que la señal

DRM plana esté centrada en la pantalla. La pantalla también dispone de varios diodos LEDs

“virtuales”, cuando se detecta una señal DRM , el primero de estos diodos LED se encenderá al cabo de unos segundos, para indicar que el programa se ha sincronizado con la señal de entrada; a continuación, el diodo LED de datos también se encenderá, mostrándose en el ordenador el nombre de la estación, junto con el resto de la información como la velocidad de datos de la señal y el modo mono o estéreo. Si tenemos suerte y la intensidad de la señal es suficiente, también se encenderá el tercer diodo

LED después de unos algunos segundos más, y podremos obtener un sonido de alta fidelidad en nuestros altavoces. ¡Todo ello a partir de una señal de onda corta! Por lo tanto, es un buen logro si pensamos que la señal inicial está atenuada, recortada y es errática.

Pero al igual que sucede con todas las recepciones de onda corta, la señal utiliza la reflexión de la ionosfera para alcanzar largas distancias y, por lo tanto, esta tecnología digital tampoco llega a proteger la señal de las incertidumbres de este camino de propagación, de manera que las estaciones distantes también estarán sujetas a pérdidas y atenuaciones de la señal de audio.

La relación señal / ruido (S/NR) se muestra en tiempo real y podemos decir que 25 dB es un buen valor, de manera que incluso los receptores de onda corta más caros tendrían grandes dificultades para alcanzar estos valores. El mezclador directo produce unos buenos resultados siempre y cuando nos mantengamos alejados de las reglamentaciones debidas al rechazo imagen y a la ausencia de un control automático de nivel (ALC) de la señal recibida. Además, también conviene disponer de una antena lo suficientemente larga como para proporcionar unos buenos niveles de señal de entrada.

El sencillo mezclador directo dispone de unas características de ancho de banda muy amplias y no requiere ninguna selección de un filtro de entrada, por lo que la sintonía a lo largo de la banda completa de onda corta se consigue con un simple cambio de la frecuencia del oscilador local. En Europa, el “World Service” de la BBC está transmitiendo normalmente programas

DRM codificados, utilizando trasmisores en las ciudades de Orfordness (unos 296 kHz) y Rampisham (sobre varias frecuencias de onda corta).

Además, el “World Service” alemán también dispone de trasmisores que emiten programas en inglés, como por ejemplo Deutsche Welle, sobre

Figura 4. El programa permite realizar la inversión del espectro de la señal recibida.

Figura 5. Recepción de la Radio de Luxemburgo.

la frecuencia de 15.440 kHz, por las mañanas. Cuando se realiza la sintonía sobre una emisión, siempre se intenta realizar dicha sintonía sobre ambas frecuencias para encontrar la recepción

óptima, aunque a menudo nos podemos encontrar con el caso de que dos estaciones están transmitiendo en ambas frecuencias y, por lo tanto, la señal queda superpuesta..

Mezclador de anillo a diodos casero

El objetivo básico de este artículo era construir un receptor DRM y dicho objetivo se ha alcanzado, aunque el mezclador de anillo a diodos utilizado en el diseño del receptor es un componente bastante caro. También se pueden utilizar alternativas como el popular IE 500, pero existe igualmente la posibilidad de construir nuestro propio mezclador a partir de componentes discretos.

Así, podemos elaborar un mezclador de anillo a diodos doméstico con cuatro diodos Schottky del tipo BAR

28, más dos transformadores de banda ancha. Cada transformador de RF está bobinado sobre un núcleo toroidal del tipo T37-2 (rojo) de la casa Amidon, con un valor de A

L de 40 nH/n 2 . Se utilizan tres trozos iguales de hilo de cobre esmaltado de 0,3 mm de diámetro para realizar un bobinado conjunto de 10 vueltas a través del núcleo, de manera que se cree un bobinado “trifilar”. Las 10 vueltas producen una inductancia de 4 μH, proporcionando al mezclador una impedancia de 50

Ω a 2 MHz. Las características de ancho de banda aseguran que podamos recibir la banda completa de onda corta.

Una vez hecho este bobinado podemos utilizar un ohmetro para identificar y etiquetar cada uno de los terminales de los bobinados. Dos de estos bobinados tienen que conectarse en serie para formar los dos bobinados con toma centrada a los que van a conectarse los diodos. El bobinado restante de cada uno de los núcleos se utiliza para la conexión de la señal de

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INTERÉSGENERAL

Figura 9. Sintonía externa que utiliza un generador DDS.

entrada (la antena) y la conexión con la entrada del oscilador. En este momento podemos soldar los cuatro diodos en su lugar correspondiente para producir el mezclador definitivo.

El mezclador doméstico que acabamos de diseñar se puede verificar mucho mejor con un osciloscopio. La traza superior que se muestra en la Figura 8 nos presenta la señal de entrada en el lado del secundario del transformador del oscilador, mientras que la traza inferior es la entrada de RF. La señal del oscilador nos muestra la limitación que realizan los diodos cuando están trabajando en conducción. En la señal de entrada de RF no existe evidencia práctica de la señal de entrada del oscilador, lo que significa que el mezclador tiene una buena supresión de portadora.

Con una antena conectada al mezclador doméstico y este último colocado en el lugar de una unidad comercial, el receptor fue verificado de nuevo y trabajaba bastante bien, aunque esto no quiere decir que nuestro mezclador tenga unas especificaciones equivalentes a una unidad comercial, sino que es suficiente y adecuado para recepción de radiodifusiones DRM.

Figura 10. Un mezclador directo integrado.

Mezclador directo con un NE 612

Un mezclador en anillo es un dispositivo relativamente sencillo que introduce una cierta cantidad de atenuación en el camino de la señal. Considerando que una alternativa del tipo denominado

“mezclador balanceado integrado” produce una cierta ganancia en la mezcla y tampoco requiere un transformador de banda ancha, podemos decir que, en conjunto, este dispositivo puede ofrecer una solución mucho más económica.

Un mezclador integrado de bajo coste muy popular es el llamado NE 612.

Este componente contiene un oscilador interno y un mezclador simétrico completo. También puede conectársele a su terminal 6 un oscilador externo con un nivel de señal de salida comprendido entre 200 y 300 mV pp

. Durante las pruebas que se realizaron con el generador

DDS de Elektor, el nivel de salida óptimo fue configurado a 250 mV pp

.

En la Figura 9 se muestra el circuito receptor. Hemos utilizado una antena larga de hilo sin ningún tipo de selector de entrada. También se ha montado una bobina de pequeño valor a la entrada del mezclador, con lo que este circuito puede recibir señales DRM con una relación S/NR de 20 dB como máximo. Las prestaciones de este diseño no son tan buenas como las del mezclador de diodos cuando se reciben señales relativamente fuertes, ya que este dispositivo puede saturarse más fácilmente, lo cual produce distorsión de intermodulación y corrupción de la señal DRM. La ventaja de este mezclador integrado es su ganancia de señal y el incremento de su sensibilidad. Por otro lado, este modelo es bastante mejor que el mezclador de diodos, si nos disponemos a utilizar una antena corta y tan sólo vamos a recibir niveles bajos en la señal de entrada.

Un equipo radio sintonizado de forma manual

¿Es posible construir un receptor DRM sin utilizar el generador de señal DDS?

En esta aplicación el DDS se utiliza como una sencilla fuente de señal, de manera que sería posible sustituirlo por un dispositivo equivalente como un oscilador libre que se pueda ajustar

Figura 6. Bobinado de los transformadores toroidales.

Figura 7. El mezclador en anillo con tres hilos.

manualmente, con un condensador o un diodo para su sintonía. Pero el oscilador necesita tener una buena estabilidad y un bajo nivel de olvido de fase. El programa DRM Software Radio puede tolerar una desviación de frecuencia de hasta 500 Hz a partir de los 12 kHz. Este grado de resolución es posible si se utiliza una sintonía repartida en la banda.

Existen al menos cuatro frecuencias en la banda de los 49 metros que son utilizadas para transmisión de señales

DRM. La Figura 10 nos muestra el esquema eléctrico de un circuito receptor de sintonía manual que puede usarse en esta banda. El circuito integrado NE 612 está diseñado para proporcionar una sintonía repartida en toda la banda, sobre la banda de los 49 metros. La bobina está formada de un carrete espiral de 8 mm sobre el que se realizan 20 vueltas, con un ajuste del núcleo de ferrita que proporciona un rango de sintonía que va desde los 6 hasta los 7 MHz. A su vez, se usa un

Figura 8. Señal de control del oscilador y medida de la supresión de la portadora.

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INTERÉSGENERAL

Figura 11. El programa DREAM.

condensador de sintonía de VHF, con una triple separación de aire, para el ajuste fino. La bobina en el circuito de entrada de antena emplea el mismo tamaño de carrete espiral, aunque esta vez, de las 20 vueltas, a la quinta vuelta se realiza una conexión que se lleva al terminal 1 de circuito integrado NE 612. Esta bobina no es del todo crítica y podemos realizar experimentos conectando un condensador de, por ejemplo, 120 pF, entre los extremos de los bobinados. Para verificar el funcionamiento del condensador de sintonía en VHF (recuperado de un viejo sintonizado de VHF), tuvimos que montarlo en una cápsula apantallada en la que se utilizaron condensadores de poliestireno para realizar la conexión a través de dicha cápsula. Las pruebas del circuito mostraron que era bastante estable y que mantenía la estación durante bastantes horas sin ningún tipo de ajuste.

El nivel de la señal de salida de audio, proveniente del terminal 5, es válida para realizar una conexión directa a la línea de entrada y, al mismo tiempo, no es demasiado grande para poderse conectar a la entrada de un micrófono. Este receptor ha sido utilizado para escuchar difusiones DRM en la banda de 49 metros y, al igual que cualquier otro circuito mezclador directo, no realiza rechazo a la frecuencia imagen, por lo que necesitaremos algo de suerte para poder escuchar una señal durante un cierto tiempo sin recibir interferencias desde otras estaciones.

El diseño de receptores es un buen principio en el mundo de la escucha de señales DRM, pero si desea disponer de un receptor diferente y mucho más complicado, como por ejemplo un receptor superheterodino, tendría resuelto el problema de la frecuencia imagen, a la vez que dispondría de una mejora importe en la relación S/NR, de forma que podría recibir estaciones de radio más distantes.

El programa gratuito

Además del programa DRM disponible en el mercado y que ya hemos mencionado anteriormente, existe también un programa similar de código abierto, denominado DREAM, que fue desarrollado por Volker Fischer y Alexander Kurpiers, del Instituto para la Tecnología de las Comunicaciones, de la Universidad de Darmstadt. Podemos encontrar el proyecto

DREAM en la página de Internet: www.tu-darmstadt.de/fb/et/uet/ fguet/mitarbeiter/vf/DRM/DRM.html

Del mismo modo, todos los ficheros fuente podemos descargarlos de la página web: http://sourceforge.net/ projects/drm/. Estos ficheros han sido diseñados como un recurso para aquellos interesados en el desarrollo de programas, teniendo en cuenta los detalles de las funciones del descodificador. Los autores de este programa no han dejado disponible el fichero ejecutable compilado, ya que algunos componentes del programa no han sido diseñados para una distribución gratuita.

Aquellos lectores que no estén interesados en realizar la compilación de los ficheros fuente (o no dispongan del motor C++ instalado en su ordenador), puede que tengan algo de suerte y consigan encontrar una versión compilada y disponible para una descarga gratuita en Internet. Muchos colegas y universidades utilizan el programa original y, por lo tanto, existe un cierto número de páginas web que disponen del programa DREAM para su descarga. Lo más sencillo sería intentar introducir en cualquier página de un buscador importante la palabra

“DREAM.EXE” y no tenemos ninguna duda de que nuestros lectores encontrarán páginas de donde poder descargarlo. Estas páginas en las que podemos encontrar estos programas no están totalmente unidas con el tema, por lo que no los recomendamos totalmente: una página ofrecía el código fuente repartido en diferentes ficheros DDL, mientras que otras disponían del programa compilado completo en un único fichero.

En principio, el programa DREAM realiza el mismo trabajo que el pro-

Literatura:

[1] H. Weber,

Digital Radio Mondiale,

Elektor, en Febrero de 2003

Direcciones de interés para RDM:

www.drm.org

(información general de DRM) www.drmrx.org

(proyectos de prueba DRM) www.rnw.nl/realradio/html/drm.html

(páginas de DRM del Servicio Mundial

Holandés de Radio) www.CodingTechnologies.com

(receptores de DRM) www.iis.fraunhofer.de/dab/products/drmreceiver/index.html

(programa radio DRM FhG) grama DRM Software Radio, pero no dispone de posibilidades multimedia.

Sin embargo, este programa puede manejar diferentes tipos de trasmisiones DRM, incluyendo señales de hasta 20 kHz de ancho de banda y un grupo de canales. También proporciona una buena interfaz de usuario con numerosas opciones y pantallas indicadoras. Una ventaja de este programa es que la frecuencia intermedia (FI) no tiene porqué ser exactamente de 12 kHz, sino que puede seleccionarse entre un amplio rango, lo que lo hace ideal para receptores domésticos en los que el rango puede estar limitado o cuando disponemos de una radio que queremos convertir en un receptor DRM.

El programa DREAM (ver Figura

11) hace trabajar más al procesador que el programa Fraunhofer-IIS. En las pruebas con un ordenador Pentium a

1,3 GHz, el programa DRM Software

Radio se ejecutó sin ningún problema trabajando de fondo mientras se usaban otras aplicaciones como Word, un programa gráfico y un explorador de

Internet. Por su parte, el programa

DREAM exige bastante más independencia y sólo puede trabajar felizmente cuando ningún otro programa (incluyendo programas cortafuegos y alertas de virus) está en ejecución. La llamada a cualquier otra aplicación terminaba, de forma inevitable, en el bloqueo de nuestro sistema.

A modo de puntualización final, el autor de este artículo dispone de planos para un receptor DRM que podrían ver la luz del día como un proyecto futuro en Elektor...

(030342-1)

74 Elektor

034044-1

Receptor de Control Remoto en FM

020350-1

Crónometro de Proyectos

030204-1

Enlace RS232 sin hilos

020127-2

Descubriendo el motor paso a paso (II)

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Características clave

  • Enlace radiofónico sin cables
  • Recepción de emisoras de radio digital
  • Medición de tiempo para proyectos
  • Realización de mediciones precisas

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Frequently Answers and Questions

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