Texas Instruments | Журнал по применению аналоговых компонентов 3Q 2011 | Application notes | Texas Instruments Журнал по применению аналоговых компонентов 3Q 2011 Application notes

Texas Instruments Журнал по применению аналоговых компонентов 3Q 2011 Application notes
Texas Instruments Incorporated

Высококачественные аналоговые компоненты
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Третий квартал, 2011
© Copyright 2011 Texas Instruments
Texas Instruments Incorporated

Важные замечания
Продукция и услуги компании Texas Instruments Incorporated и её подразделений, описанные здесь, предоставляются в соответствии с
стандартными условиями и положениями о продажах. Мы рекомендуем перед размещением заказов ознакомиться с наиболее актуальной и полной информацией о продукции и услугах TI. Компания TI не несёт ответственности за клиентские приложения или разработки, производительность программного обеспечения или нарушения патентного законодательства. Публикация информации о продуктах и услугах других компаний не означает, что TI рекомендует таковые продукты и услуги, принимает за них ответственность или гарантирует их качество.
Компания Texas Instruments Incorporated и её дочерние компании сохраняют за собой право на введение исправлений, усовершенствований, улучшений и других изменений в свою продукцию и оборудование в любое время и на остановку производства любой продукции
и оборудования без предварительного уведомления. Покупатели должны получить последнюю соответствующую информацию, прежде
чем размещать заказы, и подтверждение, что эта информация действительна и полна. Вся продукция, продаваемая TI, подпадает под
действие терминов и условий продажи и поставляется в сроки, указанные в подтверждении заказа.
Компания TI гарантирует характеристики своей продукции в соответствии со спецификациями, действовавшими на момент продажи и в
соответствии со стандартными гарантийными обязательствами компании. Испытания и другие методы управления качеством использованы в той мере, которую TI считает необходимой для поддержания этих гарантий. За исключением выполнения обязательств, связанных
с выполнением правительственных требований, не обязательно выполняются испытания всех параметров каждого образца продукции.
Компания TI заявляет, что она не несёт ответственности за разработки, выполняемые потребителями её продукции или за содействие в
области применения этой продукции. Потребители ответственны за свою продукцию и её применение при использовании в ней компонентов производства компании TI.
Для минимизации риска, связанного с продукцией потребителя и её применением, потребитель должен обеспечить соответствующие
меры по обеспечению безопасности.
TI не гарантирует и не представляет каких-либо лицензий, прямых или косвенных, на патентные права TI, авторские права, промышленные образцы или другие права интеллектуальной собственности TI, связанные с любым оборудованием и процессами, в котором используются продукты или услуги TI. Информация, опубликованная TI в отношении продуктов третьих сторон или услуг, не является лицензией от TI на использование таких продуктов или услуг или гарантией их одобрения. Использование такой информации может требовать лицензий третьей стороны на использование соответствующих патентов или другой интеллектуальной собственности третьей
стороны или лицензии от TI на использование патентов или другой интеллектуальной собственности TI.
Воспроизведение информации, приведённой в справочниках TI или справочных листах, допустимо только тогда, когда оно осуществляется без изменений и сопровождается всеми связанными с ней гарантиями, условиями, ограничениями и уведомлениями. Воспроизведение этой информации с изменением является неправомерным и противоречит бизнес-практике. TI не несёт ответственности за такие
изменённые документы.
Перепродажа продукции или услуг TI с заявленными параметрами, отличающимися или выходящими за пределы параметров, заявленных TI для этого продукта или услуги, приводит к немедленному прекращению любых подразумеваемых гарантий на связанные продукты или услуги TI и является неправомерным и противоречащим бизнес-практике. TI не несёт ответственности за любые такие заявления.
Продукция TI не предназначена для использования в критических с точки зрения безопасности областях (таких как системы жизнеобеспечения), где отказ изделия компании TI может привести к нанесению серьёзного вреда здоровью или смерти, если только сотрудники
компании — изготовителя оборудования не выполнили все требования, предъявляемые к продукции подобного назначения. Покупатели должны представлять, что они обязаны выполнить все необходимые экспертизы по безопасности и нести юридическую ответственность за свою продукцию, должны знать и согласны, что именно они ответственны за соответствие своей продукции всем имеющим законную силу требованиям безопасности, касающимся их продукции, и любое использование изделий TI в таких критических с точки зрения безопасности областях, несмотря на любую информацию по применению или поддержку, обеспечиваемую компанией TI. Далее, покупатели должны полностью возместить компании TI и её представителям любой ущерб, имевший место из-за использования продукции TI в таких критических с точки зрения безопасности областях.
Общайтесь!
- задавайте вопросы,
- делитесь опытом,
- обсуждайте идеи,
- решайте проблемы.
Включайтесь в дискуссию!
engineer.to.engineer,
solving problems
e2e.ti.com
e2e.ti.com/ru
e2e.ti.com/ru/forums
2
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated

Содержание
Введение. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4
Сбор данных
Анализ джиттера во временной области. Часть 3. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5
Данная статья продолжает тему анализа джиттера тактового сигнала, рассказывая, как можно улучшить отношение сигнал/шум АЦП за счёт уменьшения апертурного джиттера. Активный метод увеличения SNR
базируется на использовании малошумящего усилителя, а пассивный — на использовании повышающего
трансформатора. Последующие измерения показывают, что увеличение скорости нарастания тактового сигнала позволяет достичь расчётных значений SNR для заданной величины джиттера тактового сигнала.
Как работает дельта-сигма АЦП. Часть 1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13
В настоящее время аналоговые методы обработки сигналов постепенно вытесняются цифровыми. Так,
дельта-сигма АЦП почти на три четверти являются цифровыми устройствами и лишь на четверть — аналоговыми. Современные дельта-сигма АЦП идеально подходят для преобразования аналоговых сигналов
в широком диапазоне частот. В данной статье рассматриваются структура и принцип работы дельта-сигмамодулятора.
Управление электропитанием
Зарядное устройство с повышением напряжения, питающееся от панели солнечных элементов . . . . . . 17
Всё более популярным становится заряд аккумуляторных батарей с использованием солнечной энергии.
При этом всё чаще требуется заряжать многоэлементные аккумуляторы, напряжение которых превышает
выходное напряжение распространённых панелей солнечных элементов. Последнее обстоятельство требует
применения зарядных устройств с повышающей топологией. В настоящей статье описывается переделка понижающего зарядного устройства в устройство с повышающей топологией.
Интерфейсы (передача данных)
Применение изолированных приёмопередатчиков RS-485
в оборудовании сценического освещения и создания спецэффектов стандарта DMX512. . . . . . . . . . . . . . . 21
Протяжённость сетей передачи данных нередко достигает 1200 м. В данной статье приводятся краткие
сведения о стандарте DMX512-A, в котором физический уровень сети реализован на основе интерфейса
EIA‑485. В статье также рассматривается пример схемы подключения изолированного узла ответчика к сети
DMX512-A.
Промышленные интерфейсы сбора данных с цифровыми изоляторами. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
Гальваническая изоляция стала воистину притчей во языцех среди разработчиков промышленных
устройств в связи с необходимостью защиты персонала и оборудования. В то время как в аналоговых системах используются одноканальные развязывающие усилители, экономичные цифровые усилители позволяют
выполнить развязку многоканальных интерфейсов в меньших габаритах. В данной статье рассмотрены оба
типа изоляторов и принципы их работы.
Усилители: Операционные усилители
Преобразование несимметричного видеосигнала в дифференциальный
в системах с однополярным питанием. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
Видеосигналы большей частью обрабатываются как несимметричные, однако передавать их по кабелю чаще бывает удобнее как дифференциальные сигналы. В данной статье показано применение полностью дифференциального усилителя для преобразования несимметричных видеосигналов в дифференциальные
с целью последующей их передачи по кабелю Cat 5 в системе с однополярным питанием. Кроме того, приводится пример моделирования представленной схемы в бесплатной среде TINA-TI™.
Указатель статей. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34
Чтобы посмотреть прошлые выпуски журнала Analog Applications Journal,
посетите веб-сайт www.ti.com/aaj
3
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
Texas Instruments Incorporated

Введение
Журнал по применению аналоговых компонентов — это сборник статей, призванный дать читателю базовые представления о продукции, производимой TI, и предложить простые практические примеры её использования в типичных приложениях. Статьи предназначены не только для
инженеров-разработчиков, но и для руководителей инженерных подразделений, техников, системотехников, маркетологов и специалистов отделов продаж. Поэтому основное внимание в данных статьях уделяется общим вопросам применения, без привлечения сложного математического аппарата.
Материалы статей не содержат прямых указаний по реализации конкретных схем — их можно
рассматривать только как примеры использования тех или иных устройств для решения определённых задач. В этом сборнике читатели найдут как учебные материалы, так и практические рекомендации по применению компонентов в следующих областях:
•
•
•
•
сбор данных;
управление электропитанием;
интерфейсы (передача данных);
усилители: операционные усилители.
Также читатель сможет найти структурные схемы и исходные коды программ и подпрограмм.
Наконец, журнал содержит рекомендации и практические советы по подготовке к реализации
проектов.
4
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Сбор данных
Анализ джиттера во временной области. Часть 3
Томас Ной (Thomas Neu)
Инженер по применению
Введение
Отношение сигнал/шум, SNR [дБ полной шкалы]
Первая часть данной статьи была посвящеРис. 20. Зависимость SNR от амплитуды тактового сигнала для
на вопросам точной оценки джиттера такторазных частот входного сигнала (из документации ADS54RF63)
вого сигнала и его объединения с апертурным
джиттером АЦП [1]. Во второй части статьи мы
66.0
использовали полученный суммарный джиттер для вычисления отношения сигнал/шум
fIN = 100 МГц
(SNR) АЦП, а потом сравнили вычисленные
65.5
значения с измеренными [2]. В третьей части
мы увидим, как можно улучшить отношение
65.0
сигнал/шум за счёт уменьшения апертурного
fIN = 300 МГц
джиттера АЦП. Основное внимание при этом
будет уделено оптимизации скорости нараста64.5
ния тактового сигнала.
Как было показано в предыдущих частях
64.0
статьи, основным методом, позволяющим достичь паспортных значений параметра SNR для
63.5
АЦП, является фильтрация тактового сигнала с использованием полосового фильтра. Фазовый шум тактового сигнала на стороне при63.0
ёмника вносит существенный вклад в суммарfS = 500 MSPS
ный джиттер, при этом чем выше частота вход62.5
ного сигнала, тем значительнее снижается SNR
1
2
3
4
5
0
АЦП.
Размах напряжения тактового сигнала [В]
К сожалению, применение полосового фильт­
ра имеет два больших недостатка. Прежде всего, такой фильтр не только удаляет фазовый
чина ослабления зависит от порядка и топологии фильт­
шум тактового сигнала, но и подавляет нечётные гармора и, как правило, находится в диапазоне от 1 до 9 дБ.
ники высших порядков основной частоты тактового сигПри этом уменьшается амплитуда тактового сигнала и,
нала, превращая прямоугольный сигнал в синусоидальсоответственно, ещё больше снижается его скорость наный. Эти гармоники (третья, пятая и т.д.) необходимы
растания.
для достижения высокой скорости нарастания, что миниВлияние скорости нарастания на значение SNR часто
мизирует апертурный джиттер АЦП. Во‑вторых, полосоприводится
в документации на АЦП в виде графика завой фильтр вносит ослабление в тактовый сигнал; веливисимости SNR от амплитуды тактового сигнала, как показано на Рис. 20. Этот график, позаимствованный из документации
на АЦП ADS54RF63 [3] производства Texas
Рис. 21. Входной и выходной сигналы полосового
Instruments (TI), показывает, что чем больше амплитуфильтра при 1.8- и 3.3‑вольтовой логике
да тактового сигнала, тем выше скорость его нарастания.
Данный график также позволяет убедиться, что чувствительность параметра SNR к скорости нарастания такто3.3-В
вого сигнала, как и ожидалось, растёт с увеличением часигнал
стоты входного сигнала f IN. В то же время этот график
свидетельствует, что при значительной перегрузке тактового входа может произойти ограничение и искажение
3.3-В
тактового сигнала в самом АЦП, что отрицательно скасинужется на величине SNR.
1.8-В
соида
1.8-В
С целью снижения собственных шумов и уменьшения
синусигнал
соида
потребляемой мощности производители ИС предлагают
микросхемы распределения тактовых сигналов с меньшим числом функциональных узлов и, соответственно,
с меньшим энергопотреблением. Так, сформировать тактовый сигнал с высокой скоростью нарастания при напряжении питания 1.8 В гораздо сложнее, чем при напряжении 3.3 В. Потери в полосовом фильтре только усугубляют данную ситуацию (Рис. 21).
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
5
Texas Instruments Incorporated
Сбор данных
Оставшаяся часть нашей статьи будет посвящена двум
практическим способам увеличения скорости нарастания фильтрованного тактового сигнала в реальных приложениях посредством «восстановления» подавленных
гармоник. По сути дела, нам нужно привести сигнал обратно к прямоугольному виду и как можно сильнее увеличить его амплитуду для компенсации потерь в полосовом фильтре (ПФ). Обе эти задачи могут быть решены
усилением тактового сигнала посредством пассивной либо активной схемы (Рис. 22). Каждое из решений имеет
как достоинства, так и недостатки, которые мы обсудим
ниже при рассмотрении основных требований, определяющих выбор того или иного решения.
Использование малошумящего усилителя
для активного усиления
Довольно часто разработчики не желают использовать
активные схемы усиления, поскольку они привносят дополнительные шумы и увеличивают энергопотребление
системы. Однако в ряде случаев усилитель может оказаться единственно возможным решением, как, например, при наличии в устройстве тактового сигнала, частота которого превышает полосу пропускания повышающего трансформатора.
При выборе конкретной модели усилителя разработчик
должен обратить внимание на следующие параметры.
Полоса пропускания усилителя — На рынке представлено множество усилителей высокой частоты, однако лишь очень малая их часть способна работать в диапазоне промежуточных частот (< 250…500 МГц). Коэффициент шума обычных КМОП-усилителей слишком высок (≥ 2 дБ), чтобы они могли хоть как‑то заинтересовать
нас, поэтому, как правило, выбирают усилитель высокой
частоты. Усилитель должен иметь такую рабочую полосу
Рис. 22. Увеличение скорости нарастания
тактового сигнала
ИС
распределения
такт. сигналов
Вход такт.
сигнала
ПФ
Компенсация
скорости нарастания
Рис. 23. Экономичный МШУ компенсирует
потери в ПФ
CDCE72010
SPF-5043
МШУ
ПФ
пропускания, чтобы в неё попадала хотя бы третья, а ещё
лучше — пятая гармоника основной частоты тактового
сигнала. Соответственно, для усиления тактового сигнала частотой 122.88 МГц верхняя граница полосы пропускания усилителя должна быть не ниже 368.64 МГц, а для
усиления сигнала 500 МГц — не ниже 1.5 ГГц.
Коэффициент шума — Чтобы свести к минимуму дополнительные шумы, вносимые малошумящим усилителем (МШУ), его коэффициент шума должен составлять
не более 2 дБ. Большинство МШУ, даже с малыми коэф-
Рис. 24. МШУ немного увеличивает фазовый шум тактового сигнала в полосе пропускания ПФ
–120
CDCE72010 + МШУ + ПФ
CDCE72010 + ПФ
Фазовый шум [дБн/Гц]
–130
–140
–150
–160
–170
–180
0.001
0.01
0.1
Смещение частоты [МГц]
1
10
6
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Сбор данных
фициентами шума, вносят в тактовый сигнал широкополосный шум. Поэтому МШУ должен располагаться между источником тактового сигнала и полосовым фильтром
(ПФ), как показано на Рис. 23, — это позволит частично
избавиться от дополнительного шума (Рис. 24). Микросхема CDCE72010 от TI, указанная на Рис. 23 и Рис. 24, —
это синхронизатор тактовых сигналов, который мы использовали во 2‑й части данной статьи. Следует заметить, что усилители с меньшим коэффициентом шума,
как правило, имеют большее потребление — в ряде случаев это может оказаться дополнительным ограничивающим фактором при выборе усилителя.
Точка компрессии P1dB — точка компрессии определяет максимально возможный размах выходного сигнала.
Чтобы получить размах тактового сигнала на уровне 2 В,
значение параметра P1dB должно быть не хуже 10 дБм.
Напряжение питания — Напряжение питания усилителя можно рассматривать как ограничитель, предотвращающий превышение максимально допустимого напряжения на тактовом входе АЦП. Однако для достижения
оптимальных характеристик может потребоваться иное
напряжение, что приведёт к увеличению стоимости комплектации и размеров печатной платы.
Стабильность — Полосовой LC‑фильтр с малыми потерями имеет высокое реактивное сопротивление. В то
же время высокочастотные МШУ рассчитаны на управление резистивной нагрузкой сопротивлением 50 Ом, поэтому подключение реактивной нагрузки может привести
к нестабильной работе усилителя или искажениям сигнала с появлением нежелательных выбросов. По этой причине может потребоваться введение согласующих схем.
Коэффициент усиления — Несмотря на то что МШУ,
как и компараторы, работают с большими коэффициентами усиления (от 10 до 12 дБ), различные исследования,
в том числе описанные в данной статье, показывают, что
обыкновенные компараторы не годятся для наших целей.
Они вносят в выходной сигнал слишком большой шум и,
как правило, имеют слишком маленькие скорости нарастания напряжения.
Во второй части статьи мы рассмотрели использование синхронизатора тактовых сигналов CDCE72010, генерирующего тактовый сигнал частотой 122.88 МГц для
двух АЦП компании TI — ADS54RF63 и ADS5483. В качестве усилителя для данной схемы можно взять МШУ
SPF‑5043 компании RF Micro Devices (Рис. 23). Чтобы сохранить потребление системы на низком уровне, усилитель будет работать при напряжении 3.3 В. При этом ток
покоя, как показывают измерения, будет составлять примерно 41 мА, что соответствует потребляемой мощности
около 131 мВт.
В документации на SPF‑5043 приведены следующие
значения параметров:
• нижняя граница рабочей полосы частот — 100 МГц;
• коэффициент шума — 0.6 дБ;
• точка компрессии P1dB — ~19 дБм;
• коэффициент усиления — ~22 дБ.
Хотя коэффициент шума данного МШУ очень низок,
мы получим лучшее значение SNR, если расположим усилитель перед ПФ, а не после него.
Максимальное выходное напряжение SPF‑5043 ограничено величиной его напряжения питания (3.3 В). Однако
при использовании повышающего трансформатора для
преобразования несимметричного сигнала в дифферен-
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
Рис. 25. Повышающий трансформатор
влияет на входное сопротивление
1:4
50 Ом
200 Ом
RT
R IN
циальный могут потребоваться дополнительные меры,
чтобы не превысить максимально допустимое напряжение на тактовом входе АЦП.
Использование повышающего
трансформатора для пассивного усиления
Самый простой способ увеличения скорости нарастания тактового сигнала — использовать повышающий
трансформатор. Поскольку это пассивный элемент, он не
вносит дополнительных шумов и не увеличивает энергопотребление. В портативных устройствах, так же как
и в устройствах с ограничением по питанию, применение
трансформатора может оказаться единственным возможным решением. Кроме того, нередко трансформатор, так
или иначе, уже используется в тракте передачи тактового сигнала для преобразования его из несимметричного
в дифференциальный. Однако существуют такие приложения, где применение повышающего трансформатора не
совсем оправданно и необходимо принимать во внимание следующие параметры.
Требуемая полоса пропускания — Трансформаторы
имеют частотную характеристику полосового фильтра.
На низких частотах ослабляется индуктивная связь между обмотками, а на высоких частотах начинают сказываться различные паразитные параметры, такие как межобмоточная ёмкость и индуктивность рассеяния. Полоса пропускания имеющихся в продаже готовых трансформаторов, как правило, ýже полосы широкополосных
МШУ, таких как SPF‑5043, а верхняя граничная частота
снижается с увеличением коэффициента трансформации.
Преобразование импеданса и отношение сопротив‑
лений обмоток трансформатора — Помимо увеличения
выходного напряжения, повышающий трансформатор
также изменяет входное сопротивление. Так, трансформатор с отношением сопротивлений обмоток 1:4 изменяет сопротивление источника с 50 Ом на 200 Ом (Рис. 25).
Поэтому при выборе отношения сопротивлений обмоток необходимо учитывать входное сопротивление тактового входа АЦП, поскольку сопротивление обмотки подключается параллельно согласующему сопротивлению
тактового входа (RT). Например, если входное сопротивление тактового входа составляет 200…300 Ом, то повышающий трансформатор 1:8, даже без согласующего резистора, будет представлять для источника тактового сигнала нагрузку сопротивлением 25…40 Ом. Это довольно
серьёзная нагрузка, которая может воспрепятствовать генерации тактового сигнала требуемой амплитуды из‑за
того, что источник тактового сигнала не сможет обеспечить достаточный выходной ток.
www.ti.com/aaj
7
Высококачественные аналоговые компоненты
Texas Instruments Incorporated
Сбор данных
нал большей амплитуды, то
Максимальное напряже‑
Рис. 26. Использование ограничительных
можно последовательно соние — Повышающий трансдиодов для защиты входов АЦП
единить две пары встречноформатор может без труда
параллельных диодов —
сформировать выходное нав этом случае дифференципряжение больше 5 В и, таДве диодных
Одна диодная
альное напряжение будет
ким образом, превысить
пары (DDP)
пара (SDP)
ограничиваться на уровне
максимально допустимое на±820 мВ.
пряжение на тактовом входе
На Рис. 27 приведены
АЦП. Максимальное входосциллограммы фильтроное напряжение преобразованного LVCMOS-сигнала
вателей с напряжением питас выхода CDCE72010 пония 5 В составляет 5.5 В, тогсле повышающего (коэффида как преобразователи с нациент 1:4) трансформатопряжением питания 3.3 В
ра при наличии пары защитмогут выдержать напряженых диодов (SDP) и без неё. На этом же рисунке показание не более 3.6 В. Превышение максимально допустимоны осциллограммы сигнала после повышающего (коэфго напряжения уменьшает срок службы АЦП и даже мофициент 1:8) трансформатора при наличии одной (SDP)
жет вывести АЦП из строя. Хотя тактовые входы обычно
или двух (PDP) пар защитных диодов. Как видно из ризащищены ESD‑диодами, нельзя рассчитывать только на
сунка, при использовании трансформатора с коэффициних. Лучшим решением для защиты от перенапряжений
ентом 1:4 пара ограничительных диодов уменьшает разможет оказаться применение внешних защитных диодов.
мах сигнала с 1.6 В до примерно 0.9 В. При этом «обрезанПрименение ограничительных диодов Шотки
ный» выходной сигнал уже не похож на синусоидальный,
Использование ограничительных диодов является саа больше смахивает на прямоугольный.
мым распространённым методом защиты входов миИнтересно, что при использовании одной пары ограникросхем от перенапряжения. Диоды Шотки, такие как
чительных
диодов амплитуда сигналов получается пракHSMS‑2812 компании Avago Technologies, благодаря свотически одинаковой для обоих трансформаторов, при
ей малой ёмкости могут использоваться в высокочастотэтом сигнал с выхода трансформатора с коэффициентом
ных и быстродействующих устройствах. Прямое напря1:8 имеет чуть бóльшую скорость нарастания. Использожение HSM‑2812 составляет 410 мВ. Применение двух
вание с этим же трансформатором двух пар диодов повключённых встречно-параллельно диодов (Рис. 26) позволило
получить размах выходного сигнала около 1.6 В
зволяет ограничить дифференциальное напряжение
и чуть лучшую скорость нарастания в точках перехода
на уровне ±410 мВ. Если АЦП требуется тактовый сигчерез ноль.
Рис. 27. Тактовый сигнал на выходе трансформатора
при разных конфигурациях ограничительных диодов
Трансформатор 1:8
DDP
Ограничительные диоды
уменьшают размах сигнала
1.6 В
Трансформатор 1:4
SDP
Трансформатор 1:8
SDP
Трансформатор 1:4
(ограничение отсутствует)
8
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Сбор данных
Рис. 28. Конфигурация для исследования различных схем
с активным и пассивным усилением
491.52 МГц
SPF-5043
МШУ
VCXO
10 МГц
Генератор
тактового
сигнала
CDCE72010
fS = 122.88 МГц
Трансформатор
Опорный
сигнал
10 МГц
Ограничительные диоды
f IN
Генератор
сигналов
Измерения SNR
Было проведено целое исследование, чтобы выяснить,
можно ли скомпенсировать ухудшение апертуры АЦП
из‑за ограничения скорости нарастания внешнего тактового сигнала. Были протестированы различные конфигурации с повышающим трансформатором, МШУ SPF‑5043
и ограничительными диодами. Причём в качестве источника тактового сигнала использовалась ИС CDCE72010
(Рис. 28), а не генератор с малым джиттером.
Как было отмечено во второй части статьи, джиттер
выходного LVCMOS-сигнала микросхемы CDCE72010 составляет около 90 фс, тогда как генератор тактового сигнала имеет джиттер всего около 35 фс. Очевидно, что указанная разница в джиттере в принципе не позволит получить от ИС CDCE72010 такое же значение SNR, как и при
использовании высокостабильного генератора. Поэтому целью исследования было нахождение такой конфигурации, которая позволила бы максимально уменьшить
результирующее значение SNR. В схеме использовался
АЦП ADS54RF63 с частотой дискретизации (f S), равной
122.88 МГц, на вход которого подавался сигнал с частотой
(f IN) 1.0 ГГц. Также использовался АЦП ADS5483 с таким
же значением f S и f IN = 100 МГц.
Исследовалось влияние следующих компонентов:
• МШУ SPF‑5043, используемого для повышения выходного напряжения и увеличения скорости нарастания
сигнала от CDCE72010;
• повышающих трансформаторов с коэффициентами
трансформации 1:1, 4:1, 8:1 и 16:1 (серия WBC компании
Coilcraft и серия ADT компании Mini-Circuits);
• ограничительных диодов HSMS‑2812 компании Avago
Technologies в конфигурации SDP и DDP.
Измерения для ADS54RF63
Оценочный модуль для АЦП ADS54RF63 в типовой конфигурации с повышающим трансформатором
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
ADS54RF63
ADS5483
WBC4‑1 компании Coilcraft обеспечивает при использовании тактового генератора с малым джиттером базовое значение SNR, равное примерно 60.7 дБ полной шкалы. Если вместо высокоточного генератора взять ИС
CDCE72010 с LVCMOS-выходом, то значение SNR уменьшится до 57.8 дБ полной шкалы. При джиттере тактового сигнала порядка 90 фс теоретически можно получить
SNR более 60 дБ, т.е. у нас есть возможность улучшить
значение SNR, как минимум, на 2.2 дБ.
На Рис. 29 приведены результаты измерений SNR преобразователя ADS54RF63 для различных конфигураций
оценочного модуля. Легко заметить, что даже использование только одних ограничительных диодов с трансформатором WBC4‑1 из типовой конфигурации позволяет
немного улучшить SNR. В то же время добавление МШУ
SPF‑5043 обеспечивает весьма значительное улучшение отношения сигнал/шум. При использовании одной
пары ограничительных диодов (SDP) с трансформатором WBC4‑1 и МШУ значение SNR увеличивается примерно до 60.4 дБ полной шкалы, т.е. отношение сигнал/
шум улучшается на 2.8 дБ! Используя чисто пассивное
решение в виде трансформатора WBC8‑1 с парой ограничительных диодов (без МШУ), мы можем получить
SNR около 59.5 дБ, что весьма близко к искомой величине 60 дБ.
На Рис. 30 приведены осциллограммы тактового сигнала на входе АЦП для различных конфигураций. Высокоточный генератор тактового сигнала в сочетании
с повышающим трансформатором WBC4‑1 обеспечивает очень большую скорость нарастания сигнала. Из рисунка видно, что фильтрованный выходной сигнал ИС
CDCE72010 имеет гораздо меньший размах, а, следовательно, и меньшую скорость нарастания, что отрицательно сказывается на величине апертурного джиттера
АЦП. Добавление в данную конфигурацию пары ограничительных диодов немного увеличивает скорость нарас-
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
9
Texas Instruments Incorporated
Сбор данных
Рис. 29. Измеренное SNR ADS 54RF63 (fS = 122.88 Мвыб./с, fIN = 1 ГГц)
для различных конфигураций тракта передачи тактового сигнала
62
Типовая конфигурация
оценочной платы
Отношение сигнал/шум, SNR [дБ полной шкалы]
61
60
59
58
57
56
Генератор такт. сигнала + ПФ
CDCE72010 + ПФ
55
CDCE72010 + МШУ SPF-5043 + ПФ
54
—
DDP
—
SDP
DDP
SDP
DDP
SDP
DDP
WBC1-1
WBC1-1
WBC4-1
WBC4-1
WBC4-1
WBC8-1
WBC8-1
WBC16-1
WBC16-1
Рис. 30. Осциллограммы входного тактового сигнала для различных
источников и разных конфигураций ограничительных диодов
Генератор
такт. сигнала
WBC4 -1
Тактовый сигнал АЦП [500 мВ/дел]
тания в окрестностях точек перехода через ноль, вследствие чего улучшается SNR. Подключение к выходу CDCE72010 МШУ с большим коэффициентом усиления позволяет
подать на ограничительные диоды сигнал гораздо большей амплитуды и с большей скоростью нарастания. В результате обеспечивается более резкий переход через ноль,
что, в свою очередь, вызывает уменьшение апертурного джиттера АЦП.
Применение двух пар ограничительных диодов вроде бы немного увеличивает скорость нарастания сигнала
непосредственно перед моментом перехода через ноль. Однако на этом же
рисунке хорошо видно, что при использовании CDCE72010 с трансформатором WBC4‑1 в отсутствие МШУ
выходной сигнал может оказаться
слишком слабым и схема ограничения просто не сработает. Из Рис. 29
можно увидеть, что наилучшее значение SNR достигается при использовании повышающего трансформатора WBC8‑1 и двух пар ограничительных диодов.
CDCE72010 + МШУ
WBC4-1
SDP
CDCE72010 + МШУ
WBC4-1
DDP
1
CDCE72010
WBC4-1
SDP
CDCE72010
WBC4-1
(ограничение
отсутствует)
Время [2 нс/дел]
10
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Сбор данных
ет увеличить SNR до величины порядка 77.8 дБ. Обратите внимание, что маленькая амплитуда тактового сигнала
(WBC1‑1), как и ожидалось, значительно ухудшает отношение сигнал/шум.
Измерения для ADS5483
На оценочной плате ADS5483 установлен повышающий
трансформатор ADT4‑1WT компании Mini-Circuits. Базовое значение SNR, измеренное при использовании источника тактового сигнала с малым джиттером, составляет 78.2 дБ полной шкалы, тогда как использование выходного сигнала CDCE72010 вызывает уменьшение SNR до
76.8 дБ. ИС CDCE72010, формирующая тактовый сигнал
с джиттером 90 фс, должна обеспечивать SNR на уровне 77.6 дБ полной шкалы, т.е. измеренное значение можно
улучшить почти на 1 дБ.
Результаты измерений SNR преобразователя ADS5423
для различных конфигураций тракта передачи тактового
сигнала приведены на Рис. 31. Подключение к трансформатору ADT4‑1WT пары ограничительных диодов обеспечивает хорошее увеличение скорости нарастания, которого достаточно, чтобы при использовании CDCE72010
получить отношение сигнал/шум на уровне 77.6 дБ полной шкалы, т.е. улучшить первоначальное значение почти на 1 дБ. Применение трансформатора с большим коэффициентом трансформации не оказывает заметного влияния на SNR. Применение совместно с трансформатором ADT4‑1WT малошумящего усилителя позволя-
Заключение
Как было показано в первой и второй частях статьи,
апертурный джиттер АЦП не является фиксированной
величиной, а зависит от скорости нарастания тактового сигнала. Несмотря на необходимость использования
полосового фильтра, который позволяет свести к минимуму джиттер тактового сигнала, фильтр также снижает скорость нарастания тактового сигнала, подавляя гармоники высших порядков. В данной статье были рассмотрены различные методы увеличения скорости нарастания тактового сигнала в существующих схемах синхронизации с полосовым фильтром. Эти методы обеспечивают увеличение отношения сигнал/шум АЦП на несколько
децибел. Последующие измерения SNR показали, что увеличение скорости нарастания тактового сигнала позволяет достичь расчётных значений SNR для заданной величины джиттера тактового сигнала.
Рис. 31. Измеренное SNR ADS5483 (fS = 122.88 Мвыб./с, fIN = 100 МГц)
для различных конфигураций тракта передачи тактового сигнала
78.5
Отношение сигнал/шум, SNR [дБ полной шкалы]
78
Типовая конфигурация
оценочной платы
77.5
77
76.5
76
75.5
75
Генератор такт. сигнала + ПФ
CDCE72010 + ПФ
74.5
CDCE72010 + МШУ SPF-5043 + ПФ
74
—
WBC1-1
SDP
DDP
—
SDP
WBC1-1
WBC1-1
ADT4-1
ADT4-1
DDP
—
ADT4- 1 WBC8-1
SDP
DDP
WBC8- 1 WBC8-1
—
SDP
DDP
WBC16-1 WBC16-1 WBC16-1
11
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
Texas Instruments Incorporated
Сбор данных
Литература
Дополнительную информацию по теме статьи вы можете получить из документов в формате Acrobat®Reader®,
расположенных по адресу www.ti.com/lit/litnumber (вместо litnumber необходимо подставить TILit. # соответствующего документа).
Название документа
TI Lit. #
1. Thomas Neu, «Clock jitter analyzed in the time slyt379
domain, Part 1», Analog Applications Journal
(3Q 2010).
2. Thomas Neu, «Clock jitter analyzed in the time slyt389
domain, Part 2», Analog Applications Journal
(4Q 2010).
3. «12‑bit, 500-/550‑MSPS analog-toslas515
digital Converters», Спецификация
ADS5463/54RF63.
Ссылки
dataconverter.ti.com
www.ti.com/sc/device/partnumber (вместо partnumber следует подставить ADS5483, ADS54RF63 или CDCE72010).
12
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Сбор данных
Как работает дельта-сигма АЦП. Часть 1
Бонни Бэйкер (Bonnie Baker)
Инженер в области целостности сигналов
Встроенный модулятор ΔΣ‑АЦП, показанный на Рис. 1,
с очень высокой частотой преобразует входной сигнал
в однобитный поток. Эти дискретизированные данные
поступают на вход цифрового прореживающего фильтра,
который преобразует их в многоразрядный цифровой
код. В отличие от преобразователей большинства других типов, которые имеют одну частоту дискретизации,
ΔΣ‑преобразователь имеет две частоты — частоту дискретизации входного сигнала (f S) и частоту формирования выходных данных (f D).
Долгие годы обработка сигналов осуществлялась аналоговыми методами, однако в последнее время эти методы постепенно вытесняются цифровыми. Так, дельтасигма (ΔΣ) аналого-цифровые преобразователи (АЦП)
почти на три четверти являются цифровыми устройствами и лишь на четверть — аналоговыми. Современные
ΔΣ‑АЦП идеально подходят для преобразования аналоговых сигналов в широком диапазоне частот — от постоянного тока до нескольких мегагерц. Эти преобразователи, по сути, состоят всего из двух узлов: ΔΣ‑модулятора
и цифрового прореживающего фильтра (фильтра децимации), на выходе которого формируется поток цифро­
вых данных с высоким разрешением. Настоящая статья,
посвящённая ΔΣ‑АЦП, разбита на две части. В части 1
рассматриваются структура и принцип работы
ΔΣ‑модулятора, а в части 2 будут рассмотрены основные
структурные схемы и принцип работы цифрового прореживающего фильтра.
ΔΣ-модулятор
ΔΣ‑модулятор является «сердцем» ΔΣ‑АЦП. В его задачу входит оцифровка (дискретизация) входного аналогового сигнала и уменьшение низкочастотного шума.
Для выполнения последней задачи в модуляторе реализуется функция ограничения шума (noise shaping). При
этом низкочастотный шум смещается в область более высоких частот, лежащих за границами интересующего нас
частотного диапазона. Наличие функции ограничения
шума является одним из факторов, благодаря которому
ΔΣ‑преобразователи прекрасно подходят для высокоточных измерений низкочастотных сигналов.
Входной сигнал ΔΣ‑модулятора представляет собой изменяющееся во времени аналоговое напряжение. Первоначально ΔΣ‑АЦП использовались преимущественно в аудиотехнике, где в основном требовалась обработка сигналов переменного тока. В настоящее время акцент
сместился в область прецизионных измерений, требующих также обработки сигналов постоянного тока. Для
простоты мы будем рассматривать работу модулятора на
примере преобразования одного периода синусоидального сигнала.
ΔΣ-преобразователи: общие сведения
Простейшим ΔΣ‑преобразователем является 1‑битная
импульсная система. Аналоговый сигнал, подаваемый на
вход преобразователя, должен изменяться относительно
медленно, чтобы преобразователь мог многократно произвести выборку этого сигнала (указанный метод называется передискретизацией). Частота выборок при использовании данного метода в сотни раз больше частоты выдачи цифровых результатов. Выборки накапливаются в течение некоторого времени, а затем «усредняются» с другими выборками в цифровом прореживающем
фильтре.
Основными узлами ΔΣ‑преобразователя являются ΔΣ‑модулятор и цифровой прореживающий фильтр.
Рис. 1. Блок-схема ΔΣ‑АЦП
Частота выборки (fS)
Аналоговый
вход
ΔΣ-модулятор
fS/fD — коэффициент
децимации
Частота формирования данных (fD)
Цифровой
фильтр
Дециматор
Цифровой
выход
Цифровой прореживающий фильтр
13
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
Texas Instruments Incorporated
Сбор данных
Рис. 2. Входной сигнал ΔΣ-модулятора
Амплитуда
входного
сигнала
Амплитуда
входного
сигнала
Частота
Время
а) Временная область
б) Частотная область
На Рис. 2а показан один период синусоидального сигнала, подаваемого на вход ΔΣ‑модулятора. Как видно,
амплитуда сигнала изменяется с течением времени. На
Рис. 2б тот же сигнал изображён в частотной области.
График на Рис. 2б соответствует непрерывному синусоидальному сигналу и представляет собой вертикальную
линию (пик).
Анализировать работу ΔΣ‑модулятора можно как
во временной (Рис. 3), так и в частотной (Рис. 4) областях. Блок-схема для временной области, приведённая
на Рис. 3, разъясняет принцип действия модулятора 1‑го
порядка. Из рисунка видно, что модулятор преобразует
входной аналоговый сигнал в модулированную последовательность цифровых импульсов. А блок-схема модулятора для частотной области, показанная на Рис. 4, позволяет понять, каким образом модулятор воздействует на
шумы системы и упрощает получение результатов преобразования с более высоким разрешением.
ΔΣ‑модулятор, блок-схема которого приведена на
Рис. 3, производит многократную выборку входного сигнала, формируя поток 1‑битных значений. Для оцифров-
ки сигнала используется 1‑битный компаратор, а частота дискретизации (f S) определяется тактовой частотой системы. То есть ΔΣ‑модулятор осуществляет квантование входного сигнала с частотой, равной тактовой частоте системы. Как и все прочие устройства квантования,
ΔΣ‑модулятор формирует последовательность дискретных значений (в данном случае, 1‑битных), соответствующих напряжению на его входе. Поэтому величина входного напряжения представлена соотношением числа единиц и нулей в выходном сигнале модулятора. В то же время, в отличие от большинства устройств квантования
других типов, в составе ΔΣ‑модулятора имеется интегратор, обеспечивающий смещение шума квантования в область высоких частот. Соответственно, спектр шума на
выходе модулятора получается не плоским.
Разберём более подробно работу ΔΣ‑модулятора во
временной области. Аналоговое входное напряжение
и выходной сигнал 1‑битного цифро-аналогового преобразователя (ЦАП) подаются на вход дифференциального усилителя, на выходе которого формируется аналоговое напряжение x 2. Это напряжение поступает в интегра-
Рис. 3. ΔΣ‑модулятор 1‑го порядка во временной области
Вход
аналогового
сигнала
xi
Дифференциальный усилитель Интегратор
+
x2
x3
–
ei
+
x4
yi
Выход на
цифровой фильтр
–
VREF
x4
fS
Компаратор
(1-битный АЦП)
1-битный ЦАП
yi = xi – 1 + (ei – ei – 1)
14
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Сбор данных
Рис. 4. ΔΣ‑модулятор 1‑го порядка в частотной области
Дельта
+
xi
Вход
аналогового
сигнала
ei
Σ (Интегратор)
Задержка
на 1 отсчёт
1-битный
АЦП
yi
–
Выход на
цифровой фильтр
Амплитуда
Сигнал
1-битный
ЦАП
Частота
Шум квантования
тор, выходной сигнал которого (x3) при этом изменяется
в положительную или отрицательную сторону. Величина
и направление отклонения зависят от знака и абсолютного значения напряжения x 2. Когда напряжение x3 становится равным опорному напряжению (VREF) компаратора, выход последнего переключается с НИЗКОГО уровня
на ВЫСОКИЙ или наоборот, в зависимости от его исходного состояния. Сигнал x4 с выхода компаратора по тактовому сигналу загружается в 1‑битный ЦАП модулятора, а также в цифровой фильтр (y i). Одновременно с изменением состояния компаратора изменяется аналоговое напряжение на выходе ЦАП, подаваемое на один из
входов дифференциального усилителя модулятора. Это
приводит к изменению выходного напряжения усилителя x 2, что, в свою очередь, вызывает срабатывание интегратора в противоположном направлении. Выходной сигнал модулятора во временной области является отображением входного аналогового сигнала в виде импульсного сигнала с частотой импульсов, равной частоте дискретизации f S.
Помимо блок-схемы модулятора, на Рис. 3 также приведена его передаточная функция. АЦП модулятора преобразует входной аналоговый сигнал в грубый 1‑битный
код, создающий шум квантования преобразователя. Выходной сигнал модулятора отличается от входного на ве-
fS
личину шума квантования, ei – ei–1. Как видно из формулы, шум квантования представляет собой разницу между
ошибками квантования текущего (ei) и предыдущего (ei‑1)
отсчётов. Спектр шума квантования показан на Рис. 4.
Из Рис. 4 также видно, что при используемом способе
формирования выборок интегратор осуществляет ограничение шума в выходном цифровом коде. Спектр выходного сигнала содержит спектр входного сигнала и спектр
шума, который имеет определённую форму. Спектральная характеристика шума, показанная на Рис. 4, является ключом к пониманию работы модулятора в частотной
области и способности ΔΣ‑АЦП обеспечить такое высокое разрешение.
Шум квантования в модуляторе оказывается смещённым в область высоких частот. Как видно из графика на
Рис. 4, шум квантования модулятора 1‑го порядка имеет небольшой уровень в области низких частот, начиная с 0 Гц, затем постепенно возрастает и достигает максимального значения на частоте дискретизации входного сигнала (f S).
Использование схемы с двойным интегрированием позволяет значительно снизить шум квантования в рабочей полосе частот модулятора. На Рис. 5 приведена блоксхема 1‑битного модулятора 2‑го порядка, имеющего не
один, а два интегратора. В таком модуляторе шум кванто-
Рис. 5. Блок-схема ΔΣ‑модулятора 2‑го порядка
Интегратор
ВХОД
xi
+
Σ
–
Интегратор
+
1-битный
АЦП
ВЫХОД
Σ
yi
–
ei
1-битный
ЦАП
yi = xi – 1 + (ei – 2ei – 1 + ei – 2)
15
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
Texas Instruments Incorporated
Сбор данных
вания для каждого отсчёта зависит от ошибок квантования двух предыдущих отсчётов.
К сожалению, модуляторы второго и более высоких порядков имеют ряд недостатков, среди которых можно отметить повышенную сложность, наличие нескольких петель обратной связи и большие трудности в реализации.
Тем не менее, большинство ΔΣ‑модуляторов имеют порядок больше единицы. В частности, в ΔΣ‑АЦП, выпускаемых компанией Texas Instruments, используются модуляторы 2…6‑го порядков.
Модуляторы высших порядков смещают шум квантования в более высокочастотную область по сравнению
с модуляторами низших порядков. Так, на Рис. 6 самая
верхняя кривая, имеющая максимальное значение на частоте f S, соответствует спектру шума модулятора третьего порядка. Обратите внимание, что выходной сигнал модулятора имеет высокий уровень шумов в окрестности частоты дискретизации f S независимо от порядка
модулятора. Тем не менее, на частотах ниже f D и, в частности, в диапазоне частот входного сигнала уровень шумов модулятора 3‑го порядка весьма мал. Частота f D —
это частота преобразования цифрового прореживающего
фильтра. Методика выбора значения данной частоты будет описана во второй части статьи.
Модуляторы: первая часть истории
Модулятор, входящий в состав ΔΣ‑АЦП, успешно ослабляет низкочастотный шум в процессе преобразования.
Однако остаётся высокочастотный шум, наличие которого в выходном сигнале преобразователя тоже весьма нежелательно. Во второй части статьи вы узнаете, как избавляются от этого шума с помощью цифрового прореживающего фильтра нижних частот.
Литература
1. R. Jacob Baker, CMOS: Mixed-Signal Circuit Design, Vol. II.
John Wiley & Sons, 2002.
2. Texas Instruments, Nuts and Bolts of the DeltaSigma Video Tutorial [Online]. Адрес документа:
http://focus.ti.com/docs/training/catalog/events/event.
jhtml?sku=WEB408001.
Ссылки
dataconverter.ti.com
Рис. 6. Зависимость спектра шума от порядка ΔΣ‑модулятора
Выходной шум
ΔΣ-модулятор
3-го порядка
fD
ΔΣ-модулятор
2-го порядка
ΔΣ-модулятор
1-го порядка
fD
fS
Частота
16
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Управление электропитанием
Зарядное устройство с повышением напряжения,
питающееся от панели солнечных элементов
Джеф Фалин (Jeff Falin), инженер по применению компонентов для электропитания
Ванг Ли (Wang Li), инженер по применению компонентов для электропитания от батарей
Введение
Рис. 1. Блок-схема зарядного устройства с питанием
от панели солнечных элементов
В последнее время большую популярность
приобрели зарядные устройства для аккумуляторов с питанием от солнечных элеменПанель
VSP
тов. Типовое напряжение одного солнечносолнечных
го элемента составляет 0.7 В. Многие панели
элементов
R SNS
VBAT
содержат восемь таких элементов, соединёнGDRV HI
VCC
ных последовательно, и, следовательно, моСиловой
каскад
гут выдавать напряжение до 5.6 В.
GDRVLO
+
C BAT
C IN
Этого напряжения достаточно для заряда
–
Контроллер
одноэлементного литий-ионного аккумуляпонижающего
тора (такие аккумуляторы используются, например, в мобильных телефонах) до напряЗУ V
R TFB
RSNS+
жения 4.2 В при помощи зарядного устройC FLTR
ства с понижающим (step-down, buck) преобVRSNS–
R BFB
разователем. Однако чтобы с помощью этой
VREF
же панели можно было зарядить многоэлеFB
ментный аккумулятор (наподобие тех, что
применяются в ноутбуках), необходимо использовать зарядное устройство с повышающим (step-up, boost) преобразователем. Большинство заРис. 2. Упрощённые схемы силовых каскадов
рядных устройств, выпускаемых в настоящее время, используют понижающую топологию и потому требуют,
чтобы входное напряжение было выше напряжения полL
ностью заряженного аккумулятора. В то же время такие
Q PWR
зарядные устройства можно переделать на применение
VSP
VO_Buck
повышающей топологии. В данной статье рассматриваются основные вопросы, связанные с выполнением такой
C O_Buck
C IN
модернизации, и приводится схема подобного устройGDRVHI
ства, выполненного на микросхеме зарядного устройства
Q SYNC
с питанием от солнечных элементов bq24650 производGDRVLO
ства компании Texas Instruments (TI).
Силовой каскад: повышающая и понижающая
топологии
На Рис. 1 приведена упрощённая блок-схема зарядного
устройства с питанием от панели солнечных элементов.
ИС контроллера зарядного устройства (ЗУ) контролирует
ток заряда (посредством токоизмерительного резистора
RSNS) и напряжение аккумулятора (при помощи резисторов обратной связи RTFB и R BFB). Кроме того, ИС управляет выходом силового каскада в соответствии с параметрами заряда. Если входное напряжение (VSP) всегда будет
выше максимального напряжения аккумулятора, то можно использовать понижающий силовой каскад. В противном случае, необходимо использовать силовой каскад
с понижающей топологией.
На Рис. 2 приведены схемы синхронного понижающего
и асинхронного повышающего силовых каскадов. В обеих схемах для управления силовым ключевым транзистором (QPWR) используется сигнал драйвера верхнего ключа (GDRVHI). Однако контроллер с понижающей топологией нельзя использовать для управления ключом синхронного выпрямителя повышающего преобразовате-
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
а) Синхронная понижающая топология
L
DRECT
VSP
VO_Boost
C IN
GDRVHI
Q PWR
C O_Boost
б) Асинхронная повышающая топология
ля; поэтому транзистор QSYNC заменяется диодом DRECT,
а драйвер нижнего плеча (GDRVLO) не используется. Также понижающий преобразователь обеспечивает непрерывный ток через индуктивность, который фильтруется конденсаторами CIN и CBAT (Рис. 1), независимо от того, какой из ключей открыт. В противоположность понижающему, повышающий преобразователь использует
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
17
Texas Instruments Incorporated
Управление электропитанием
ключ QPWR только для накопления тока в индуктивности.
В течение этого времени ток заряда аккумулятора должен
обеспечиваться выходным конденсатором. После открывания диода DRECT запасённый в индуктивности ток формирует как ток через выходной конденсатор, так и ток заряда аккумулятора. Следовательно, пульсации выходного напряжения повышающего преобразователя всегда будут больше пульсаций понижающего преобразователя
при той же выходной мощности и при таких же параметрах катушки индуктивности и выходного конденсатора.
Эти пульсации могут привести к некорректному измерению тока, протекающего через токоизмерительный резистор. В сравнении с понижающим силовым каскадом, показанным на Рис. 1, для повышающего силового каскада потребуется фильтрующий конденсатор цепи обратной связи (CFLTR) и выходной конденсатор (CBAT) большей
ёмкости.
Рис. 3. Схема ограничения тока предзаряда
R Precharge
VBA T
VO_Charger
R PwrUp
+
–
R HYS
VCC
+
–
Ограничение тока предзаряда при VBAT << VSP
Выпрямительный диод повышающего силового каскада
обеспечивает протекание постоянного тока от источника
VSP в аккумулятор даже при неработающем контроллере.
В случае сильного разряда аккумулятора его напряжение
может оказаться ниже выходного напряжения солнечной панели. Это приведёт к тому, что контроллер заряда прекратит генерировать управляющие импульсы и, соответственно, перестанет регулировать ток заряда аккумулятора. Поэтому последовательно с диодом необходимо включить резистор (R Precharge на Рис. 3), чтобы ограничить ток на безопасном уровне. После того как напряжение на аккумуляторе достигнет значения VSP, контроллер
начнёт работать и R Precharge можно будет закоротить с помощью полевого транзистора QShort. Это позволит контроллеру формировать больший ток заряда. Схема включения токоограничивающего резистора R Precharge, транзистора QShort и компаратора, обеспечивающего описанную
функциональность, приведена на Рис. 3.
Сопротивление резистора R Precharge выбирается таким,
чтобы не превысить максимальный рекомендуемый ток
предзаряда аккумулятора при напряжении солнечной
панели, соответствующем её максимальной выходной
мощности (VSP_MPP). Транзистор QShort должен выдерживать максимальное напряжение аккумулятора (VBAT(max))
и максимальный ток заряда (ICHRG(max)). Резистор обратной связи компаратора (R HYS) обеспечивает гистерезис
схемы. Напряжение на входы компаратора поступает соответственно с резистивных делителей.
Q Short
VSP
Рис. 4. Схема контроля тока
со сдвигом уровня
R SNS
VO_Boost
VBA T
VBA T
C BA T
C FL TR1
VSP
Монитор
токового
шунта
+
–
VRSNS+
C FLTR2
VRSNS–
VBIAS
Обеспечение работоспособности
при VBAT > VSP или при VBAT < VBATSHT
18
При использовании зарядного устройства с понижающей топологией предполагается, что напряжение аккумулятора всегда будет меньше входного напряжения зарядного устройства. Фактически, при VBAT > VSP многие зарядные устройства просто переходят в спящий режим.
Если же VBAT снизится ниже некоторого порога (VBATSHT),
то ИС контроллера может решить, что произошло короткое замыкание в аккумуляторе и перейти в режим защиты. Если для определения состояния аккумулятора используется напряжение на выводах, к которым подключается токоизмерительный резистор (VRSNS+ и VRSNS–), то
считываемое напряжение надо будет сместить на некоторую величину, чтобы избежать ложного обнаружения короткого замыкания. На Рис. 4 показано, как можно ис-
Высококачественные аналоговые компоненты
пользовать измерительный усилитель, работающий в качестве монитора токового шунта, для сдвига уровня сигнала, считанного с токоизмерительного резистора RSNS.
Приведённая схема уменьшает считанное напряжение до
уровня, позволяющего предотвратить переход ИС контроллера в спящий режим, и, в то же время, напряжение
остаётся достаточно большим, чтобы ИС не перешла в режим защиты от КЗ. Если контроллер зарядного устройства не формирует опорное напряжение (VREF), то можно
использовать внешний источник опорного напряжения.
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Управление электропитанием
Вычисление максимального тока заряда
Пример схемы с использованием bq24650
В Табл. 1 указано соответствие выводов контроллера на
блок-схеме, приведённой на Рис. 1, выводам микросхемы
bq24650, которая применена в схеме на Рис. 5. В этой схеме контроллер зарядного устройства bq24650 (TI) используется для заряда 3‑элементного литий-ионного аккумулятора напряжением 12.6 В от панели солнечных элементов с выходным напряжением 5 В. Силовой n‑канальный
полевой транзистор (Q1) и выпрямительный диод (D1) были выбраны в соответствии с типовыми рекомендациями
по разработке повышающих преобразователей. Параметры катушки индуктивности (L1) и выходных конденсаторов (C3 и C4) были подобраны так, чтобы снизить пульсации тока через катушку и, соответственно, пульсации выходного напряжения. Резистор R18 предназначен для замедления открывания транзистора Q1. Вывод PH контроллера подключён к земле, чтобы обеспечить повышенное выходное напряжение. Чтобы вход SRP контроллера
не нагружал выход монитора токового шунта (U2), в схему
пришлось добавить буфер с единичным усилением (U3).
Максимальный ток, обеспечиваемый зарядным устройством с повышающей топологией, определяется доступной мощностью источника напряжения. Чтобы рассчитать максимальный ток заряда, сначала нужно оценить
КПД преобразователя ηest = POUT/PIN . После этого максимальный ток заряда при заданном напряжении аккумулятора можно будет вычислить по формуле:
V SP _ MPP × I SP _ MPP × η est
ICHRG( max ) 
,
VBAT
где VSP_MPP и ISP_MPP — напряжение и ток панели солнечных элементов, соответствующие её максимальной выходной мощности.
Резистор RSNS выбирается таким, чтобы обеспечить ток
ICHRG(max). Максимально допустимое напряжение сток—
исток транзистора QPWR должно быть немного больше
значения VSP(max), кроме того, данный транзистор и катушка L1 должны выдерживать ток не менее ISP_MPP. Схема управления зарядного устройства, регулирующая
входное напряжение и ток, будет корректировать ток заряда таким образом, чтобы зарядное устройство работало при максимальной выходной мощности панели солнечных элементов. Микросхемы контроллеров зарядного устройства, например bq24650, реализуют это посредством слежения за точкой максимальной мощности
(Maximum-Power-Point Tracking, — MPPT).
Таблица 1. Соответствие названий выводов контроллеров
Вывод контроллера со схемы на Рис. 1
Вывод bq24650
GDRVHI
HIDRV
GDRVLO
LODRV
VRSNS+
SRP
VRSNS–
SRN
FB
VFB
Рис. 5. Повышающее зарядное устройство на базе контроллера bq24650
R1
2 Ом
C1
2.2 мкФ
R3
301 кОм
R5
301 кОм
R2
10 Ом
C6
1 мкФ
Q1
C2
10 мкФ
CSD17308Q 3
VCC
HIDRV
C7
1 мкФ
VSP
PGND
MPPSET
R1 0
100 кОм
U2
INA139
C8
1 мкФ
BTST
TERM_EN
R18
15 Ом
+
LODRV
SRP
STAT1
STAT2
SRN
VFB
R17
1 кОм
VCC
+
U4
–
TL V7211
–
R20
1 кОм
D3
IN4148
C7
1 мкФ
+
–
R19
1 MОм
+
U3
LM358
VBAT
3-элементный
аккумулятор
R12
100 кОм
–
VCC
Q2
R11
499 кОм
REGN
R4
100 кОм
Q3
2N7002
C5
1 мкФ
VCC
PH
TS
R6
301
кОм
D2
BA T54C
VBA T
U1
bq24650
VREF
R20
100 Ом
D1
R21
C3
C4
PDS1040 10 мкФ 0.033 Ом 10 мкФ
L1
VSP
VREF
VSP
R15
301 кОм
R13
301 кОм
R14
301 кОм
R16
301 кОм
19
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
Texas Instruments Incorporated
Управление электропитанием
Рис. 6. Зависимость КПД повышающего зарядного
устройства от выходного тока
100
98
VIN = 5 В
VOU T = 12.6 В
96
94
КПД [%]
На Рис. 6 приведён график зависимости КПД зарядного устройства от выходного тока. Несмотря на то что внутренние схемы компенсации ИС bq24650 рассчитаны на
её применение в качестве понижающего зарядного устройства, контур управления не
теряет стабильности в широком диапазоне
температур и при использовании ИС в схеме
с повышающей топологией (Рис. 7). При использовании в силовом каскаде катушек индуктивности и конденсаторов с другими параметрами разработчик должен убедиться
в стабильной работе микросхемы.
Заключение
92
90
88
86
В настоящее время наблюдается постоян84
ное увеличение потребности в повышающих
82
зарядных устройствах для аккумуляторов.
Не в последнюю очередь это связано с ро80
0
стом популярности панелей солнечных элементов. Следуя рекомендациям, изложенным
в настоящей статье, разработчик может на
базе контроллера зарядного устройства с понижающей топологией bq24650 создать повышающее зарядное устройство. То же самое можно проделать и с другими контроллерами — разработчику надо
только понять принципы их работы, чтобы определить,
какие дополнительные узлы необходимы, а также обеспечить стабильную работу микросхемы.
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1.4
I OU T ( A )
Ссылки
power.ri.com
www.ti.com/sc/device/partnumber (вместо partnumber следует подставить bq24650, CSD17308Q3, INA139, LM358
или TLV7211).
Рис. 7. Логарифмическая амплитудно-фазовая частотная характеристика (ЛАФЧХ)
при разомкнутой петле обратной связи
60
180
Фаза
ICHRG = 0.8 A
20
Коэффициент
усиления
ICHRG = 0.2 A
VOU T = 12.6 В
60
Фаза
ICHRG = 0.2 A
0
–20
0
Коэффициент
усиления
ICHRG = 0.8 A
–60
–40
–60
100
120
Фаза [градусы]
Коэффициент усиления [дБ]
40
VIN = 4.8 В
–120
1к
10к
Частота [Гц]
100к
–180
1M
20
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Интерфейсы (передача данных)
Применение изолированных приёмопередатчиков
RS‑485 в оборудовании сценического освещения
и создания спецэффектов стандарта DMX512
Томас Кюгельштадт (Thomas Kugelstadt)
Старший инженер по применению
Рис. 1. Цепочечная топология сети стандарта DMX512
Контроллер
(ведущий)
OUT
Приёмник 1
(ведомый)
IN
OUT
Приёмник 2
(ведомый)
IN
Оборудование сценического освещения и создания
спецэффектов, применяемое в современных драматических и оперных театрах, концертных залах и на спортивных аренах, использует сложные сети передачи данных.
Эти сети, протяжённость которых нередко достигает
1200 м, обеспечивают обмен данными между сотнями сетевых узлов, управляющих светорегуляторами, подвижными прожекторами, генераторами дыма и другим оборудованием для создания спецэффектов.
Первым стандартом, описывающим методы надёжного обмена данными между устройствами такого рода,
стал стандарт DMX512, разработанный в 1986 году инженерным комитетом Института Театральных Техноло­
гий США (United States Institute for Theatre Technology —
USITT). В 1998 году поддержку этого стандарта взяла на
себя ассоциация поставщиков услуг и технического обеспечения для индустрии развлечений (Entertainment
Services and Technology Association — ESTA). Обновлённая версия стандарта в 2004 году была одобрена Американским национальным институтом стандартов
(American National Standards Institute — ANSI). Стандарт
был повторно пересмотрен в 2008 году и в настоящее время является официальным стандартом ANSIE1.11‑2008,
который называется «Entertainment Technology —
USITTDMX512‑A — Asynchronous Serial Digital Data
Transmission Standard for Controlling Lighting Equipment and
Accessories», или, кратко, DMX512‑A.
Приёмник n
(ведомый)
OUT
IN
Оконечная нагрузка
(120 Ом)
IN
OUT
Топология
Сеть DMX512 использует многоточечную топологию,
аналогичную описанной в стандарте RS‑422. Такая топология предусматривает наличие одного контроллера (ведущего узла), который периодически отсылает управляющие данные множеству приёмников (ведомым узлам). Все
узлы сети соединены последовательно (цепочкой): каждый ведомый узел имеет вход (разъём IN) и выход (разъём OUT). Контроллер, имеющий только разъём OUT, подключается к разъёму IN первого ведомого узла. Разъём
OUT первого ведомого соединяется с разъёмом IN следующего ведомого, и т.д. (Рис. 1). К разъёму OUT последнего ведомого в цепочке подключается оконечная нагрузка — резистор сопротивлением 100 или 120 Ом.
Чтобы избежать путаницы между входящими и исходящими информационными сигналами портов DMX512,
в качестве разъёмов IN используются вилки XLR‑5, а в качестве разъёмов OUT — розетки XLR‑5 (Рис. 2).
Рис. 2. Стандартные соединители DMX512
1
5
Вилка
XLR-5
4
3
1
2
Разъём IN
2
5
3
4
Розетка
XLR-5
Разъём OUT
21
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
Texas Instruments Incorporated
Интерфейсы (передача данных)
Протокол
Кроме того, стандарт DMX512‑A предусматривает
возможность использования топологий с расширенной функциональностью (Enhanced-Functionality — EF),
в рамках которых разрешается применение устройствответчиков (responders). Ответчиками называются приёмные узлы, которые могут возвращать контроллеру информацию о своём состоянии. Наиболее часто применяются топологии EF1 и EF2. В топологии EF1 для связи между контроллером сети DMX512 и ответчиками используется полудуплексный канал связи, тогда как топология EF2 обеспечивает дуплексную связь между узлами
сети. Но в любом случае ответчики, относящиеся к категории приёмных устройств, должны иметь изолированные порты приёма и передачи.
В приложениях подобного рода лучше всего задействовать дуплексные приёмопередатчики RS‑485, поскольку
их можно приспособить не только для обычных систем
DMX512 (с устройствами, обеспечивающими только приём данных), но и для полудуплексной и дуплексной конфигураций, используемых в системах EF1 и EF2 соответственно.
В приёмных устройствах предыдущих поколений часто
использовались неизолированные приёмопередатчики
и оптроны. Однако компаунд, применяемый в этих оптронах и образующий, как правило, слой изолятора между светодиодом и фототранзистором, постепенно поглощал влагу из окружающего воздуха, уменьшая долговременную стабильность изоляционного барьера.
Ещё одним недостатком такого решения была необходимость использования изолированного источни-
Контроллер DMX512 передаёт пакеты последователь­
ных данных в асинхронном режиме со скоростью
250 Кбит/с (Рис. 3). Пакет данных начинается с сигнала
паузы (break), имеющего НИЗКИЙ уровень, после которого передаётся сигнал маркера (mark) ВЫСОКОГО уровня. Эта последовательность называется «маркер после паузы» (Mark-After-Break — MAB). После MAB формируются временные слоты, в каждом из которых передаётся одно слово, состоящие из одного старт-бита, восьми битов
данных и двух стоп-битов. Пакет DMX512 может содержать до 513 временных слотов, из которых 512 будут слотами данных. Первый слот, называемый стартовым кодом, определяет тип данных, содержащихся в пакете.
Физический уровень
Физический уровень сети стандарта DMAX512‑A реализован на основе промышленного интерфейса EIA‑485,
который позволяет подключать к одному сегменту шины до 32 устройств при длине сегмента до 1200 м. Для соединения устройств обычно используется витая пара
с волновым сопротивлением 120 Ом (кабель RS‑485) или
100 Ом (кабель CAT5). На дальнем конце шины устанавливается согласующий резистор с сопротивлением, равным волновому сопротивлению кабеля.
В дополнение к требованиям стандарта EIA‑485, стандарт DMX512‑A рекомендует заземлять порты передатчиков и изолировать порты приёмников, чтобы избежать возникновения паразитных контуров заземления
(Рис. 4).
Рис. 3. Пакет стандарта DMX512
Пакет DMX512
Ожидание
MAB
Стоп
8 бит данных
LSB
Временной слот n
(n max = 512)
Старт
Пауза
Временной слот 1
Старт
MBB
Старт
Временной слот 0
D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 Стоп
D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 Стоп MBB
MSB
Рис. 4. Заземлённый передатчик и изолированный приёмник
VS (ISO )
VS
0В
R A < 100 Ом
Data 1+
Data 1+
Data 1–
Data 1–
Общий провод
линии данных
R B < 20 Ом
Корпус
Защитное
заземление
Общий провод
линии данных
Изоляционный
барьер
Изолированная
схема
R A < 100 Ом
0 VISO
VS
Неизолированная
схема
0В
R B > 22 MОм
Защитное
заземление
Корпус
22
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Интерфейсы (передача данных)
ка питания, который обеспечивал передачу питающего напряжения через изоляционный барьер. Для этой
цели часто применялись громоздкие модули DC/DCпреобразователей, которые могли стоить в 3 раза дороже
всех остальных компонентов сигнального тракта (включая приёмопередатчики, оптроны и микросхемы UART),
вместе взятых.
С появлением цифровой технологии ёмкостной изоляции проблема долговременной стабильности была решена. Изоляционный барьер, изготовленный по данной технологии, представляет собой небольшой высоковольтный
конденсатор ёмкостью порядка 120 фФ с диэлектриком из
диоксида кремния (SiO2). Диоксид кремния — один из самых твёрдых изоляционных материалов с очень малым
влагопоглощением, что обеспечивает чрезвычайно высокий уровень долговременной надёжности и длительный
срок службы.
Кроме того, микросхемы нового семейства изолированных приёмопередатчиков RS‑485, разработанного компанией Texas Instruments, имеют встроенные драйверы трансформаторов, которые позволяют кардинально
упростить конструкцию изолированного источника питания. Встроенный драйвер содержит несинхронизированный генератор, работающий на частоте fOSC = 400 кГц.
Этот генератор управляет двумя мощными выходными транзисторами, которые, в свою очередь, используются для двухтактного управления внешним трансформатором с отводом от средней точки обмотки. Относительно
высокая частота переключения позволяет использовать
маленькие трансформаторы, что даёт возможность создавать малогабаритные устройства.
На Рис. 5 показан законченный вариант схемы
устройства-ответчика, удовлетворяющий требованиям стандарта DMX512‑A. Изолированный малопотребляющий приёмопередатчик ISO35T компании Texas
Instruments с напряжением питания 3.3 В формирует сигналы, соответствующие спецификации шины RS‑485,
обеспечивая дифференциальное выходное напряжение
с номинальным значением 2 В (минимум — 1.5 В) при
полной дифференциальной и синфазной нагрузке. Максимальная скорость передачи этой микросхемы составляет 1 Мбит/с, что с лихвой перекрывает требуемые стандартом DMX512‑A 250 Кбит/с, а относительно большие
длительности фронтов (200 нс) гарантируют низкий уровень электромагнитных помех.
В приведённой схеме управляющие данные, полученные по шине DMX512, преобразуются компаратором и передаются через изоляционный барьер на выход
R приёмника. С этого выхода данные поступают на вход
интерфейса UART микроконтроллера MSP430F2132 компании Texas Instruments. Микроконтроллер передаёт полученные данные по высокоскоростному синхронному
последовательному интерфейсу в 8‑канальный цифроаналоговый преобразователь (ЦАП). Применённая микросхема ЦАП DAC7718 компании Texas Instruments может формировать на своих выходах двухполярные сигналы напряжением до ±16.5 В и однополярные сигналы напряжением до 33 В.
Поскольку в сценическом оборудовании для создания
спецэффектов используются однополярные управляющие сигналы напряжением от 0 до 10 В, ЦАП DAC7718
оказывается идеальным аналоговым интерфейсом для
подобных устройств, позволяя одному узлу сети управлять несколькими (до 8) светорегуляторами.
Остальные элементы схемы сетевого узла, включая
ЦАП, микроконтроллер и приёмопередатчик, питаются от однополярного источника напряжением 3.3 В. Для
питания изолированной части интерфейса используется
линейный стабилизатор с малым падением напряжения
(TPS76333 от TI), обеспечивающий ток до 150 мА, а также
защиту от перегрева и короткого замыкания.
Ссылки
interface.ti.com
www.ti.com/sc/device/partnumber (вместо partnumber следует подставить DAC7718, ISO35T, ISO1176T, ISO3086T,
MSP430F2123 или TPS76333).
Рис. 5. Изолированный узел ответчика стандарта DMX512
TPS76333
OUT
IN
GND
EN
Изоляционный
барьер
10 мкФ
3.3 В
0.1 мкФ
0.1 мкФ
0.1 мкФ
10 В
Вход
0.1 мкФ
4
3
3
5
2 1
2 1
4
5
Data 1+
Data 1–
ISO- GND
VCC2
ISO35T
A
B
R
RE
Y
Z
D
DE
GND2
Выход
VCC1
Генератор
GND1
DVCC
MSP430F2132
RXD
SCLK
P3.2
MOS I
TXD
MISO
P3.3
DVSS
DVDD
IOVDD
SCLK
SDI
AV DD
DAC0
DAC7718
SDO
DGND
AGND
0.1 мкФ
Сигналы
управления
освещением
0…10 В
DAC7
AV SS
ISO - GND
23
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
Texas Instruments Incorporated
Интерфейсы (передача данных)
Промышленные интерфейсы сбора данных
с цифровыми изоляторами
Томас Кюгельштадт (Thomas Kugelstadt)
Старший инженер по применению
Гальваническая изоляция стала воистину притчей во
языцех среди разработчиков промышленного оборудования, поскольку различные нормативные документы требуют её обязательного применения в подобных устройствах. Гальваническая изоляция позволяет двум связанным узлам обмениваться информацией и энергией, исключая в то же время реальное протекание электрического тока.
Гальваническая изоляция выполняет две основные задачи. Во‑первых, она защищает персонал и оборудование
от потенциально опасных бросков напряжения и тока.
Во‑вторых, она предотвращает образование нежелательных земляных контуров, помехи от которых могут отрицательно сказаться на сигналах в каналах передачи данных и других каналах связи.
Прежде в аналоговых модулях ввода/вывода, контроль­
но-измерительном оборудовании, устройствах позиционирования и прочих схемах сопряжения с датчиками часто применяли одноканальные развязывающие усилители, которые отделяли собственно датчики и их обвязку,
работающие в жёстких условиях промышленных цехов,
от блоков обработки сигналов, располагавшихся в диспетчерских, где помехи практически отсутствуют. Развитие технологий и прогресс в области разработки привели
к появлению новых поколений малогабаритных и экономичных цифровых изоляторов, которые, благодаря своей многоканальности, позволили разрабатывать оборудо-
вание меньших габаритов. В данной статье описываются
две разновидности цифровых изоляторов и объясняются
принципы их работы. И, конечно же, приводятся примеры их использования.
Устаревшие схемы гальванической изоляции
Классическим примером устаревшего решения с использованием развязывающего усилителя является одноканальная схема измерителя температуры с гальванической развязкой, приведённая на Рис. 1. В данной схеме
термопара преобразует измеряемое напряжение в небольшое постоянное напряжение. Резисторно-диодная схема, к которой подключена термопара, обеспечивает задание рабочей точки, компенсацию температурного дрейфа и усиливает входной сигнал до уровня, попадающего в диапазон входных напряжений развязывающего усилителя.
Развязывающий усилитель представляет собой прецизионный операционный усилитель, в котором для передачи входного сигнала через ёмкостный изоляционный барьер используется метод модуляции рабочего цикла (Duty-Cycle Modulation — DCM). Применение DCMмодуляции обеспечивает нечувствительность к изменению параметров изоляционного барьера с одновременным сохранением целостности сигнала. В результате мы
получаем высокую надёжность и хорошую устойчивость
к импульсным синфазным помехам.
Рис. 1. Измеритель температуры с гальванической развязкой
10 В
Изотермический
блок
6.04
кОм
2.94
кОм
Термопара
200 Ом
6.04
кОм
77.7
кОм
549 кОм
ИОН
15 В
( VS1 )
150 кОм
10 кОм
10 В
15 В
–
ОУ
+
Развязывающий
ОУ
60.4 Ом
–15 В
( VS2 )
VOUT
5.1 В
24
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Интерфейсы (передача данных)
Гальваническая изоляция входных каскадов развязывающего усилителя от выходных обеспечивается двумя
парами конденсаторов (Рис. 2). Входной каскад преобразует входное напряжение V IN в ток посредством резистора R IN. Интегратор, выполненный на ОУ A1, интегрирует разность между получившимся током IIN и током внутреннего источника тока до тех пор, пока напряжение
на его выходе не достигнет порога переключения компаратора. Компаратор, работающий в связке с усилителем
считывания AS1, вынуждает источник тока переключаться с частотой внутреннего генератора (500 кГц). В результате формируется комплементарный импульсный сигнал
с модулированным рабочим циклом, который и передаётся через изоляционный барьер.
Выходной каскад усилителя демодулирует сигнал, полученный из‑за изоляционного барьера, с помощью балансного фильтра нижних частот. Усилитель считывания AS2 детектирует сигнал, прошедший через барьер,
и управляет источником тока, который подключён к интегратору A2. Этот каскад уравнивает ток, вызванный
модулированным сигналом, с током обратной связи, протекающим через резистор R F. В итоге формируется выходное напряжение VOUT, среднее значение которого равно напряжению VIN. Усилители выборки/хранения (УВХ)
в цепи обратной связи устраняют нежелательные пульсации, возникающие при демодуляции.
Развязывающие усилители, несмотря на свою высокую
точность и надёжность, обладают рядом серьёзных недостатков, обусловленных их технологическими особенностями. Данные усилители имеют очень узкую полосу частот входного сигнала, не превышающую 50 кГц. Кроме того, они требуют источника питания с минимальным напряжением ±4 В, что не позволяет использовать
их в современных низковольтных устройствах. И наконец, они получаются очень дорогими в производстве, поскольку требуют раздельного изготовления входного
и выходного кристаллов, лазерной подгонки для прецизионного согласования схемы и последующей упаковки
обоих кристаллов вместе с развязывающими конденсаторами в общий корпус.
Рис. 2. Внутреннее устройство развязывающего усилителя
Изоляционный барьер
AS1
VIN
AS2
R IN
RF
–
–
A1
A2
+
+
GND1
УВХ
КУ = 6
УВХ
КУ = 1
Генератор
+VS1
VOUT
–V S1
+VS2
GND2
–V S2
Рис. 3. Система сбора данных с гальванической развязкой
АЦП с MUX-входами
AIN1+
AIN1–
Датчики
температуры
AIN4+
AIN4–
Входной
MUX
4:1
PGA
АЦП
Генератор
Изоляторы
Цифровой
интерфейс
Управление
3
2
Системный
контроллер
3
Несколько устройств
25
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
Texas Instruments Incorporated
Интерфейсы (передача данных)
Современные схемы гальванической
изоляции
В современных системах сбора данных используют
аналого-цифровые преобразователи (АЦП) с мультиплексированными входами (Рис. 3). Усилитель с программируемым коэффициентом усиления (Programmable Gain
Amplifier — PGA) усиливает слабый входной сигнал, а
преобразователь, используя дельта-сигма модуляцию,
преобразует усиленный сигнал в поток цифровых данных. Результаты аналого-цифрового преобразования передаются через цифровой изолятор в системный контроллер для дальнейшей обработки цифровыми методами.
В цифровых изоляторах могут применяться изоляционные барьеры, использующие самые разные технологии:
магнитную, оптоэлектрическую, ёмкостную. Так, в изоляторе, показанном на Рис. 4, используется ёмкостный
изоляционный барьер. Данное устройство содержит два
параллельных канала передачи данных: высокоскоростной AC‑канал с полосой пропускания от 100 Кбит/с до
150 Мбит/с и низкоскоростной DC‑канал, используемый
при скоростях менее 100 Кбит/с (в том числе и для передачи постоянного тока).
Входной несимметричный сигнал, поступающий на вход
AC‑канала, преобразуется в симметричный с использованием инвертирующего и неинвертирующего входного буферов. RC‑цепочки, подключённые к выходам буферов,
дифференцируют полученный сигнал и формируют выбросы напряжения, которые далее преобразуются компараторами в короткие импульсы. Оконечный триггер преобразует эти импульсы в выходной сигнал, фаза и форма
которого идентична фазе и форме входного сигнала.
Схема принятия решения (СПР), представляющая собой сторожевой таймер, измеряет интервалы между выбросами. Если интервал между двумя последовательными выбросами превышает максимальное значение вре-
менного окна (в случае низкочастотного сигнала), то выходной мультиплексор переключается на низкоскоростной DC‑канал.
Поскольку фронты в низкочастотном сигнале появляются гораздо реже, чем это необходимо для непосредственной передачи сигнала через крошечные развязывающие конденсаторы, к входному сигналу при помощи
широтно-импульсного модулятора (ШИМ) подмешивается несущая частота от внутреннего генератора устройства. После прохождения сигнала через изоляционный
барьер привнесённые высокочастотные составляющие
отфильтровываются фильтром нижних частот (ФНЧ),
после чего переданные данные поступают на выходной
мультиплексор.
Промышленные приложения
Чаще всего промышленные системы сбора данных используются для автоматизации производства и управления технологическими процессами. Системы управления технологическими процессами, как правило, контролируют или измеряют множество физических парамет­
ров, таких как температура и давление, в рамках одной
системы, тогда как системы автоматизации производства обычно отслеживают всего один физический параметр, но в нескольких системах. Соответственно, весьма сильно отличаются и конфигурации преобразователей, используемые в каждой из систем. Системы управления технологическими процессами работают с датчиками и преобразователями самых разных типов, что влечёт
за собой необходимость настройки множества парамет­
ров, таких как коэффициент усиления, частота выборок,
интервал измерений и входной импеданс. А системы автоматизации, напротив, в большинстве случаев взаимодействуют с множеством датчиков одного и того же типа
и потому требуют настройки очень небольшого числа параметров.
Рис. 4. Цифровой изолятор с ёмкостным барьером
Генератор
VREF
ШИМ
ФНЧ
0
DC-канал (0…100 Кбит/с)
ВХОД
1 S
AC-канал (100 Кбит/с…150 Мбит/с)
ВЫХОД
СПР
VREF
26
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Интерфейсы (передача данных)
Поскольку число настраиваемых параметров непосредственно определяет трудозатраты на реализацию гальванической изоляции и, соответственно, стоимость цифрового интерфейса, необходимо чётко различать задачи
управления технологическими процессами и автоматизации производства. Чтобы проиллюстрировать сказанное,
на Рис. 5 и Рис. 6 приведены схемы типовых систем сбора
данных для обоих приложений.
В схеме, приведённой на Рис. 5, многочисленные датчики измеряют значения самых разных параметров, таких
как температура, давление и ток. Различные настройки
коэффициентов усиления позволяют максимально полно
использовать входной динамический диапазон АЦП для
каждого из датчиков. Изменение частоты выборок может
потребоваться для подстройки системы под скорость изменения величины по какому-либо входному каналу. Оп-
циональный режим Power-Down предотвращает потребление тока преобразователем в отсутствие измерений.
Всё это требует наличия восьми гальванически развязанных каналов управления.
А в схеме, приведённой на Рис. 6, используются четыре термопары одного типа, непрерывно измеряющие температуру четырёх разных устройств. Несмотря на то что
в обеих схемах применена одна и та же микросхема АЦП,
одинаковые параметры датчиков позволили использовать фиксированные настройки коэффициента усиления и частоты выборок, а также отключить режим PowerDown. В результате была сэкономлена одна микросхема
изолятора, поскольку в указанной конфигурации потребовалось гальванически развязать всего четыре линии
данных и управления.
Рис. 5. Гальванически развязанная система сбора данных для управления технологическим процессом
VIN
10 мкФ
0.1 мкФ
1, 2,16
VIN
0.1 мкФ
13
MBR0520L
10,11,12
5 VISO
6
47 мкФ
5 VISO
0.1 мкФ
Резистивный
датчик
температуры
Мост
22
AVDD
12
18
17
13
14
Термопара
Токовый
шунт
5 VISO
0.1 мкФ
16
15
AIN1+
5 VISO
16
AIN1–
0.1 мкФ
A0
A1
SCLK
AIN2+
AIN2–
AIN3+
AIN3–
AIN4+
AIN4–
AGND
21
DOUT
REF+
REF–
GAIN0
GAIN1
SPEED
PW D N
DGND
2
8
7
27
28
5 VISO
20
19
23
TPS55010
BOOT
VSNS GND
5 VISO
0.1
мкФ
0.1
мкФ
10
VCC2
EN2
14
OUTA
13
OUTB
12
OUTC
11
IN D
9,15
GND2
16
10
14
24
13
25
12
26
11
9,15
VCC1
OUTD
GND1
ISO7240C
VCC2
VCC1
EN
OUTA
NC
INA
OUT B
IN B
OUTC
IN C
OUTD
IN D
GND2
GND1
511 кОм
10 нФ
3, 4, 5
3.3 В
0.1 мкФ
11
12
14
6
13
2,8
3.3 В
1
0.1 мкФ
7
0.1 мкФ
2
DV CC
1
7
EN1
3
INA
4
IN B
5
IN
C
7
COMP
3.3 В
ISO7241C
8
RT/CLK
PH
4.7 мкФ 10 кОм
1
DVDD
ADS1234
11
16.5
кОм
3.3 В
15
MSP430F2132
XOUT
P3.0
P3.1
CLK
XIN
SOMI
P3.7
P3.4
DV SS
5
6
18
17
P3.6
16
P3.5
4
3
4
5
6
2,8
27
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
Texas Instruments Incorporated
Интерфейсы (передача данных)
Заключение
Ссылки
Время развязывающих усилителей подходит к концу
и наступает эпоха цифровых изоляторов. Чтобы ускорить
разработку, а также минимизировать размеры печатной
платы и затраты на комплектующие, настоятельно рекомендуется всесторонне оценить потребности системы,
прежде чем выбирать тип изолятора.
interface.ri.com
www.ti.com/sc/device/partnumber (вместо
partnumber следует подставить ADS1234, ISO7240C,
ISO7241C, MSP430F2132 или TPS55010).
Литература
Дополнительную информацию по теме статьи вы можете получить из документов в формате Acrobat®Reader®,
расположенных по адресу www.ti.com/lit/litnumber (вместо litnumber необходимо подставить TILit. # соответствующего документа).
Название документа
TI Lit. #
1. Thomas Kugelstadt, «Designing with digital
slyt335
isolators», Analog Applications Journal
(2Q 2009).
2. Thomas Kugelstadt, «Magnetic-field
slyt381
immunity of digital capacitive isolators»,
AnalogApplications Journal (3Q 2010).
Рис. 6. Гальванически развязанная система сбора данных для целей автоматизации производства
VIN
5 VISO
0.1 мкФ
22
AVDD
Термопара
K-типа
Термопара
K-типа
Термопара
K-типа
Термопара
K-типа
11
12
18
17
13
14
16
15
1
DVDD
ADS1234
AIN1+
GAIN0
AIN1–
GAIN1
SPEED
AIN2+
PW D N
AIN2–
REF+
AIN3+
AIN3–
AIN4+
AIN4–
AGND
21
REF–
A0
A1
SCLK
DOUT
DGND
2
VIN
0.1 мкФ
MBR0520L
23
47 мкФ
24
0.1 мкФ
TPS55010
BOOT
8
RT/CLK
PH
VSNS GND
7
COMP
511 кОм
10 нФ
3, 4, 5
4.7 мкФ 10 кОм
26
5 VISO
8
6
16.5
кОм
25
19
13
10,11,12
5 VISO
5 VISO
20
3.3 В
10 мкФ
0.1 мкФ
1, 2,16
5 VISO
0.1 мкФ
3.3 В
5 VISO
0.1
мкФ
0.1
мкФ
16
10
14
7
13
27
12
28
11
9,15
3.3 В
ISO7241C
VCC2
VCC1
EN 2
OUTA
EN1
INA
OUT B
IN B
OUTC
IN C
IN D
OUTD
GND2
GND1
2
1
7
0.1 мкФ
DV CC
0.1 мкФ
3
11
4
12
5
14
6
13
2,8
MSP430F2132
P3.0
XOUT
P3.1
XIN
CLK
SOMI
5
6
DV SS
4
28
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Усилители: Операционные усилители
Преобразование несимметричного видеосигнала в диф­
ференциальный в системах с однополярным питанием
Джим Карки (Jim Karki)
Член технического совета по аналоговым компонентам
Введение
Рис. 1. Полный видеосигнал (CVBS) стандартной чёткости
Как правило, видеосигнапри выводе шкалы градаций серого
лы кодируются, декодируются
и обрабатываются как несимЕдиницы IRE
метричные сигналы. В то же
NTSC
PAL
время часто возникает необхо100
димость преобразования этих
80
сигналов в дифференциальные
для передачи по кабелю. Хоро60
Синхро+0.714 В +0.700 В
шим примером может служить
40
импульс
Y’
система безопасности, камеры
20
видеонаблюдения которой расположены в разных местах, а
0
потоки видеоданных от них пе– 20
– 0.286 В – 0.300 В
редаются для наблюдения и последующего хранения в цен– 40
тральную диспетчерскую.
Благодаря своей высокой помехоустойчивости передача
видеосигналов стандартной чёткости в большинстве свосигналов в дифференциальном
ём соответствуют требованиям стандартов на аналоговые
виде уже много лет используется в телефонии и профессигналы систем телевизионного вещания NTSC или PAL.
сиональной аудиотехнике. При одновременной наводке
Согласно этим стандартам полный размах выходного
помехи на оба провода дифференциальной линии передасигнала, в котором присутствуют только синхроимпульчи данная помеха воспринимается приёмником как синсы и сигнал яркости (Y’), составляет 140 IRE = 1 В, причём
фазный сигнал, который затем отфильтровывается.
синхроимпульс имеет отрицательную полярность. При
Поскольку в настоящее время всё больше устройств пидобавлении информации цветности полный размах мотаются от однополярных источников, было бы неплохо
дулированного композитного видеосигнала становится
разработать драйвер линии передачи, которому тоже доравным примерно 1.23 В. Для поддержки отрицательных
статочно однополярного питания. В системах с однопоимпульсов можно использовать ОУ с двухполярным пилярным питанием уровни сигналов сдвинуты так, чтобы
танием (±VS) или связь по переменному току с восстановсигналы попали в диапазон напряжений источника питалением
постоянной составляющей в приёмнике. Испольния. Этот факт необходимо учитывать, чтобы исключить
зование двухполярного источника питания или связи по
появление на выходе нежелательного смещения. Указанпеременному току требует дополнительных компоненные задачи никак не связаны с обычными, такими как затов и является относительно дорогим решением. Связь
дание коэффициентов усиления, выбор способа согласопо постоянному току можно реализовать с меньшими завания линии, обеспечение необходимой полосы пропутратами, однако использование сигналов, поддерживаюскания и скорости нарастания выходного напряжения.
щих однополярное питание, требует их смещения (добавДля преобразования несимметричного видеосигнала
ления в сигнал постоянной составляющей). Например,
в дифференциальный можно использовать как операцив документации на видеопроцессор TMS320DM368 комонные усилители с несимметричным выходом, так и полпании Texas Instruments (TI) указано, что выходное наностью дифференциальные усилители (ПДУ). В данной
пряжение его видеобуфера находится в диапазоне от 0.35
статье мы рассмотрим использование ПДУ для преобрадо 1.35 В при сопротивлении нагрузки 75 Ом. Таким обзования несимметричного видеосигнала в дифференциразом, данная микросхема может формировать используальный, чтобы его можно было передать по кабелю катеемый в бытовой видеоаппаратуре видеосигнал амплитугории 5, согласованному на обоих концах, в системе с оддой 1 В, смещённый относительно нуля.
нополярным питанием. Предполагается, что читатель
В других стандартах, обеспечивающих бóльшую чётуже знаком с принципами работы и применением ПДУ.
кость
изображения, таких как стандарты повышенной
Основные сведения о ПДУ можно подчерпнуть в [1].
(Enhanced-Definition — ED) и высокой (High-Definition —
HD) чёткости, по одной линии передаётся гораздо меньТипичные параметры видеосигнала
ше информации, нежели в сигнале стандартной чёткости.
На Рис. 1 показан полный видеосигнал (Composite
В этих стандартах используются многожильные кабели,
Video Baseband Signal — CVBS), иногда называемый такпо каждому проводу которых передаются сигналы с разже композитным, при выводе шкалы градаций серого.
личными длительностями фронтов и скоростями переТакой сигнал часто используется в видеоаппаратуре стандартной чёткости (Standard-Definition — SD). Параметры
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
29
Texas Instruments Incorporated
Усилители: Операционные усилители
ходных процессов, зависящими от содержимого изображения и спецификации стандарта.
Итак, видеосигналы по своему характеру относятся
к классу импульсных сигналов, поэтому усилители и каналы передачи должны иметь превосходные импульсные
характеристики для адекватного воспроизведения данных сигналов. Именно поэтому линии передачи видеосигналов принято согласовывать на обоих концах. При
двойном согласовании передатчик и приёмник сигнала
рассчитываются таким образом, чтобы соответственно
их полное выходное и полное входное сопротивления были равны волновому сопротивлению линии. В этом случае минимизируются отражения в линии и обеспечивается наилучшая целостность сигнала. Поскольку операционные усилители представляют собой идеальные источники напряжения, они имеют очень маленькое выходное сопротивление (практически 0 Ом) и поэтому согласование осуществляется простым включением резистора
последовательно с выходом усилителя. Недостаток двойного согласования состоит в том, что упомянутый резистор вместе с входным сопротивлением приёмника вызывают ослабление сигнала на 6 дБ. Для компенсации этого
ослабления обычно используют видеобуферы с коэффициентом усиления, равным двум (6 дБ). В результате суммарный коэффициент усиления тракта получается равным единице (0 дБ).
Кабели категории 5 (Cat 5) получили широкое распространение и повсеместно используются для построения
компьютерных локальных сетей. Кроме того, они применяются в телефонии и для передачи аудио- и видеосигналов. Как правило, кабели Cat 5 имеют невысокую стоимость, не в последнюю очередь из‑за отсутствия экранирования, и содержат одну или несколько витых пар
для передачи сигналов в дифференциальном виде. Номинальное волновое сопротивления кабеля Cat 5 — 100 Ом.
Анализ схем
Предложение №1
Первая схема, которую предлагается использовать для
преобразования несимметричного видеосигнала, полученного от источника с однополярным питанием, такого как видеопроцессор TMS320DM368, в дифференциальный, приведена на Рис. 2. Укажем назначение различных
элементов схемы:
VS+
— напряжение питания операционного усилителя; вход отрицательного напряжения питания VS– заземлён;
— вход видеосигнала от источника
VIN
(TMS320DM368) с уровнем от 0.35 до 1.35 В;
RG и R F — резисторы, задающие коэффициент усиления
(КУ) ПДУ. Для КУ = 2 сопротивление R F = 2RG;
VOUT+ — дифференциальные выходные сигналы ПДУ.
и VOUT–
Эти сигналы сдвинуты по фазе друг относительно друга на 180° и смещены на величину
выходного синфазного напряжения VOCM;
— резисторы согласования выхода ПДУ с волRO
новым сопротивлением линии ZO. Для
ZO = 100 Ом — RO = 50 Ом;
— резистор согласования входа приёмника с ZO.
RL
Для ZO = 100 Ом — R L = 100 Ом.
На первый взгляд, схема, приведённая на Рис. 2, кажется вполне работоспособной, однако при более внимательном рассмотрении становится ясно, что она требует небольшой доработки. Данная схема не обеспечивает 75‑Ом
нагрузку для видеобуфера процессора TMS320DM368,
из‑за чего уровни выходного сигнала буфера будут некорректны. Если подключить данную схему к источнику, аналогичному TMS320DM368, который формирует видеосигнал с напряжением от 0.35 до 1.35 В, то сигналы на
выходе схемы будут иметь дифференциальное смещение,
Рис. 2. Схема №1, предлагаемая для преобразования несимметричного видеосигнала в дифференциальный
VIN
0В
RG
Полный
видеосигнал
RF
VS+
+
–
ПДУ +
–
VOCM
RG
VOUT–
RO
VOCM
Cat 5
Z O = 100 Ом
RL
VOUT+
RO
VOCM
RF
Проблема:
При заземлённом RG смещение входного
сигнала относительно земли вызывает дифференциальное смещение выходных сигналов
30
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Усилители: Операционные усилители
Рис. 3. Схема №2 (с корректировкой дифференциального смещения выходного сигнала)
0В
R G1
VIN
VIN_CM
Полный
видеосигнал
RF
VS+
RT
+
–
ПДУ +
–
VOCM
R G2 b
RO
VOUT–
Cat 5
Z O = 100 Ом
VOCM
RL
VOUT+
RF
VOCM
RO
Замена резистора, подключённого
к инвертирующему входу, на эквивалентную схему Тевенена, позволяет
решить проблему смещения
R G2 a
VS+
равное синфазному напряжению видеосигнала, умноженному на коэффициент усиления ПДУ, и будут сдвинуты к уровню VOCM. Расчёты показывают, что выходной сигнал схемы на Рис. 2 будет иметь дифференциальное смещение, равное 1.7 В. Для устранения этого смещения резистор RG, подключённый к инвертирующему входу ПДУ, необходимо заменить эквивалентной схемой Тевенена для резистора RG на неинвертирующем входе.
Входное напряжение эквивалентной схемы задаётся равным синфазному напряжению источника видеосигнала,
т.е. VTH = VIN_CM.
Предложение №2
Вторая схема, предлагаемая для преобразования несимметричного видеосигнала, поступающего от источника с однополярным питанием, такого как видеопроцессор TMS320DM368, в дифференциальный, приведена на Рис. 3. Эта схема улучшена по сравнению с предыдущей — добавлен резистор RT, обеспечивающий входное сопротивление 75 Ом, а резистор RG на инвертирующем входе ПДУ заменён эквивалентной схемой Тевенена
с VTH = VIN_CM для неинвертирующего входа. Назначение
элементов новой схемы осталось тем же, что и раньше
(функцию резистора RG, который был подключён к инвертирующему входу ПДУ, выполняют резисторы RG2aи
RG2b). Исследуем работу схемы №2 и выполним её моделирование.
Параметр RS, равный 75 Ом, представляет собой выходное сопротивление видеобуфера TMS320DM368. Параметр RT, равный 82.5 Ом, представляет собой сопротивление, которое требуется для приведения входного сопротивления схемы к значению 75 Ом. Более подробно о выборе значений RT и RG1 для точного согласования схемы
и задания коэффициента усиления можно прочитать в [2].
Теперь обратимся к равенству VTH = VIN_CM, где
VIN ( min)  VIN ( max)
VIN _ CM 
.
(2)
2
Формула для расчёта требуемого значения VTH легко
определяется из схемы, приведённой на Рис. 4:
R G2b
VT H  VS ×
.
(3)
R G2a  RG2b
Для полноты картины приведём формулу для определения коэффициента усиления ПДУ:
V
R
RT
G  OUT  2 × F ×
.
(4)
VIN
RT H R S  RT
Анализ схемы №2
Для упрощения анализа допустим, что ПДУ — идеальный усилитель с нулевым смещением и бесконечным коэффициентом усиления. Одной из задач, стоящих перед
разработчиком, является задача реализации инвертирующего входа ПДУ в виде эквивалента Тевенена для неинвертирующего входа. Этот рабочий приём, при котором
простая схема неинвертирующего входа преобразуется
в более сложную схему на инвертирующем входе, основан на обратном использовании одноимённой теоремы.
Прежде всего, зададимся условием RG2a || RG2b = RTH, где
RTH = RS || RT. Указанные соотношения можно записать
в виде формулы
R × RT
RT H  R G 1  S
.
(1)
R S  RT
Рис. 4. Схема для расчёта источника
напряжения (VTH) эквивалента Тевенена
VS+
R G2a
V TH
R G2 b
31
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
Texas Instruments Incorporated
Усилители: Операционные усилители
Рис. 5. Моделирование схемы №2 в программе TINA‑TI™
75% композитных видеосигналов стандартной чёткости стандартов
NTSC/PAL имеют размах 1 В и полосу не более 6 МГц. Выходное напряжение видеобуфера DM368 находится в диапазоне от 0.35 до 1.35 В
Rs 75
Vin_SE
RG1 487
Vs+
Rt 82.5
+
Номинальное значение волнового
сопротивления витой пары Cat 5 — 100 Ом
RF 1k
Vin 1.7
Vin+
Vocm
Vocm
C1 220n
Vin-
+ +
Дифференциальный
видеосигнал в нагрузке
Vout_SE-
RO 49.9
VS+
VS-
RL 100
U1 THS4521
−
Vs+
+
Vout-
−
FDA +
RO 49.9
Vout+
PD
-
Vout_DIFF
Vout_SE+
Vs+
RF 1k
V2 5
RG2b 634
2 × RO обеспечивают выходное
сопротивление 100 Ом
RL обеспечивает входное
сопротивление 100 Ом
RG2a 3.09k
Vs+
RG2a и RG2b осуществляют подтяжку входов ПДУ для компенсации смещения, вызванного напряжением VIN_CM = 0.85 В
Несимметричный сигнал на каждом из выходов ПДУ
представляет собой половину от дифференциального выходного сигнала и смещён на величину VOCM:
R
RT
 VOCM ,
VOUT  VIN × F ×
RT H R S  RT
VOUT−  −VIN ×
RF
RT
×
 VOCM .
RT H R S  RT
Чтобы найти единственно возможную пару значений
RG2a и RG2b, необходимо одновременно решить уравнения
(1) и (3). Преобразуя эти уравнения, получаем следующее
выражение:
V
R G2a  RT H × S  .
(5)
VT H
Полученное выражение может быть использовано для
нахождения второго неизвестного:
R ×R
R G2b  G2a T H .
(6)
R G2a − RT H
Пример расчёта схемы №2
Выполним расчёт параметров схемы №2. Предполагается, что источником сигнала является видеопроцессор TMS320DM368 с выходным напряжением от 0.35 до
1.35 В. Для передачи дифференциального сигнала используется кабель Cat 5, поэтому согласующие резисторы имеют сопротивления RO = 50 Ом и R L = 100 Ом. В качестве
ПДУ в схеме используется усилитель THS4521 (TI) с однополярным питанием +5 В.
Согласно документации на THS4521 сопротивление
резистора обратной связи R F рекомендуется выбирать
равным 1 кОм. Чтобы обеспечить входное сопротивление схемы, равное 75 Ом, и коэффициент усиления G = 2
(6 дБ), сопротивление RG1 можно взять равным 487 Ом, а
RT — 82.5 Ом, согласно [2]. Имея эти значения, можно вычислить сопротивления остальных резисторов.
32
Высококачественные аналоговые компоненты
Решая уравнение (1):
R × RT
75 Ом × 82.5 Ом
 487 Ом 
 526 Ом .
R TH  R G 1  S
R S  RT
75 Ом  82.5 Ом
Решая уравнение (2):
VIN ( min)  VIN ( max) 0.35 В  1.35 В
VIN _ CM 

 0.85 В .
2
2
Решая уравнение (5):
V
5В
 3096 Ом .
R G2a  RT H × S   526 Ом ×
VT H
0.85 В
Решая уравнение (6):
R
× RT H 3096 Ом × 526 Ом
R G2b  G2a

 634 Ом .
R G2a − RT H 3096 Ом − 526 Ом
Для моделирования возьмём ближайшие стандартные
значения 1‑процентных сопротивлений: 3.09 кОм и 634 Ом.
Моделирование в программе TINA‑TI™
Предварительное моделирование схемы — прекрасная
возможность безболезненно выявить возможные ошибки и проверить корректность всех сделанных допущений.
На Рис. 5 и Рис. 6 приведены результаты анализа переходных и частотных характеристик, выполненных в программе TINA‑TI™. Моделирование показало отсутствие
нежелательных смещений на переходной характеристике схемы и сдвиг уровня выходного сигнала на величину
VOCM = 2.5 В, а также подтвердила, что коэффициент усиления схемы равен 1 (0 дБ).
Чтобы увидеть результаты моделирования данной схемы, скачайте zip-архив с файлом проекта для TINA‑TI™
по адресу http://www.ti.com/lit/zip/slyt427. Если программа TINA‑TI уже установлена на вашем компьютере, просто откройте файл THS4521_SE_to_DIFF_for_Cat5_video_
drive.TSC, находящийся в архиве. Чтобы загрузить и установить бесплатную программу TINA‑TI, перейдите на
страницу программы www.ti.com/tina-ti и нажмите кнопку Download.
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Усилители: Операционные усилители
Рис. 6. Результаты моделирования схемы №2 в программе TINA‑TI™
VOC M
(В)
2
3
Общее усиление = 0 дБ (1В/В)
Выбросы — отсутствуют
0
5
Коэффициент усиления [дБ]
V IN_SE
(В )
0
VOUT_DIFF
(В )
VOUT_SE+
(В )
VOUT_SE –
(В )
0.5
– 0.5
2.8
0
–3
f(–3дБ ) = 73 МГц
2.2
2.8
–6
2.2
0
250
500
Время [нс]
750
Полностью дифференциальный усилитель THS4521
производства TI является превосходным выбором для
решения задачи преобразования несимметричных видео­
сигналов стандартной (SD) или повышенной (ED) чёткости в дифференциальные в системах с однополярным питанием. В Табл. 1 представлены наиболее критичные требования, которым должны удовлетворять видеобуферы
для передачи сигналов стандартной и повышенной чёткости стандартов NTSC/PAL, а также значения соответствующих параметров из спецификаций THS4521. Очевидно, что THS4521 полностью удовлетворяет всем требованиям.
Минимальное напряжение питания ПДУ THS4521 составляет +2.5 В. Что, вкупе с его низким током покоя
и наличием режима Power-Down, делает его идеальным
кандидатом для применения в удалённых, портативных
устройствах, а также в устройствах с батарейным питанием.
Таблица 1. Требования к видеобуферам NTSC/PAL SD/ED
видеосигналов и параметры THS4521
Спецификация
CVBS‑видеосигнал NTSC/PAL
Полоса
пропускания по
уровню 0.1 дБ
[МГц]
Скорость
нарастания
[В/мкс]
6
38
ED‑видеосигнал NTSC/PAL
12
53
THS4521 (VS = 3.3 В)
20
420
1M
Частота [Гц]
10 M
100 M
б) Моделирование частотной характеристики
VOUT_DIFF относительно VIN_SE
а) Моделирование переходной характеристики при
воздействии меандра частотой 1 МГц и VIN_SE = 0.35…1.35 В
Заключение
100 к
10 к
1000
Литература
Дополнительную информацию по теме статьи вы можете получить из документов в формате Acrobat®Reader®,
расположенных по адресу www.ti.com/lit/litnumber (вместо litnumber необходимо подставить TILit. # соответствующего документа).
Название документа
TI Lit. #
1. James Karki, «Fully-differential
sloa054d
amplifiers», Отчёт по применению.
2. Jim Karki, «Input impedance
slyt310
matching with fully differential
amplifiers», Analog Applications
Journal (4Q 2008).
Ссылки
amplifier.ti.com
www.ti.com/sc/device/THS4521
www.ti.com/sc/device/TMS320DM368
Пример для TINA‑TI:
www.ti.com/lit/zip/slyt427
Адрес для загрузки программы TINA‑TI:
www.ti.com/tina‑ti
33
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
Texas Instruments Incorporated
Указатель статей
Указатель статей
Название. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Выпуск . . . . . . . . . . . . Стр Lit. No.
Сбор данных
Aspects of data acquisition system design. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . August 1999. . . . . . . . .
Low-power data acquisition sub-system using the TI TLV1572. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . August 1999. . . . . . . . .
Evaluating operational amplifiers as input amplifiers for A-to-D converters. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . August 1999. . . . . . . . .
Precision voltage references. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . November 1999. . . . . .
Techniques for sampling high-speed graphics with lower-speed A/D converters. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . November 1999. . . . . .
A methodology of interfacing serial A-to-D converters to DSPs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . February 2000. . . . . . .
The operation of the SAR-ADC based on charge redistribution. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . February 2000. . . . . . .
The design and performance of a precision voltage reference circuit for 14-bit and 16-bit A-to-D
and D-to-A converters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . May 2000. . . . . . . . . . . .
Introduction to phase-locked loop system modeling. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . May 2000. . . . . . . . . . . .
New DSP development environment includes data converter plug-ins . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . August 2000. . . . . . . . .
Higher data throughput for DSP analog-to-digital converters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . August 2000. . . . . . . . .
Efficiently interfacing serial data converters to high-speed DSPs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . August 2000. . . . . . . . .
Smallest DSP-compatible ADC provides simplest DSP interface. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . November 2000. . . . . .
Hardware auto-identification and software auto-configuration for the TLV320AIC10 DSP Codec —
a “plug-and-play” algorithm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . November 2000. . . . . .
Using quad and octal ADCs in SPI mode . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . November 2000. . . . . .
Building a simple data acquisition system using the TMS320C31 DSP . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . February 2001. . . . . . .
Using SPI synchronous communication with data converters — interfacing the MSP430F149 and TLV5616 . February 2001. . . . . . .
A/D and D/A conversion of PC graphics and component video signals, Part 1: Hardware . . . . . . . . . . . . . . . . . . . February 2001. . . . . . .
A/D and D/A conversion of PC graphics and component video signals, Part 2: Software and control. . . . . . . . . July 2001. . . . . . . . . . . .
Intelligent sensor system maximizes battery life: Interfacing the MSP430F123Flash MCU, ADS7822,
and TPS60311. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
SHDSL AFE1230 application. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
Synchronizing non-FIFO variations of the THS1206. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
Adjusting the A/D voltage reference to provide gain. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
MSC1210 debugging strategies for high-precision smart sensors. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
Using direct data transfer to maximize data acquisition throughput. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
Interfacing op amps and analog-to-digital converters. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
ADS82x ADC with non-uniform sampling clock. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2003 . . . . . . . . . . . .
Calculating noise figure and third-order intercept in ADCs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2003 . . . . . . . . . . . .
Evaluation criteria for ADSL analog front end. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2003 . . . . . . . . . . . .
Two-channel, 500-kSPS operation of the ADS8361. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2004 . . . . . . . . . . . .
ADS809 analog-to-digital converter with large input pulse signal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2004 . . . . . . . . . . . .
Streamlining the mixed-signal path with the signal-chain-on-chip MSP430F169. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2004 . . . . . . . . . . . .
Supply voltage measurement and ADC PSRR improvement in MSC12xx devices. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
14-bit, 125-MSPS ADS5500 evaluation. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
Clocking high-speed data converters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
Implementation of 12-bit delta-sigma DAC with MSC12xx controller. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
Using resistive touch screens for human/machine interface . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
Simple DSP interface for ADS784x/834x ADCs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
Operating multiple oversampling data converters. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
Low-power, high-intercept interface to the ADS5424 14-bit, 105-MSPS converter
for undersampling applications. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
Understanding and comparing datasheets for high-speed ADCs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Matching the noise performance of the operational amplifier to the ADC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Using the ADS8361 with the MSP430 USI port. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Clamp function of high-speed ADC THS1041. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Conversion latency in delta-sigma converters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
Calibration in touch-screen systems. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .3Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
Using a touch-screen controller’s auxiliary inputs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
Understanding the pen-interrupt (PENIRQ) operation of touch-screen controllers. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2008 . . . . . . . . . . . .
1
4
7
1
5
1
10
SLYT191
SLYT192
SLYT193
SLYT183
SLYT184
SLYT175
SLYT176
1
5
1
5
10
1
SLYT168
SLYT169
SLYT158
SLYT159
SLYT160
SLYT148
8
15
1
7
11
5
SLYT149
SLYT150
SLYT136
SLYT137
SLYT138
SLYT129
5
5
12
5
7
14
5
5
11
16
5
8
5
5
13
20
27
5
10
5
SLYT123
SLYT114
SLYT115
SLYT109
SLYT110
SLYT111
SLYT104
SLYT089
SLYT090
SLYT091
SLYT082
SLYT083
SLYT078
SLYT073
SLYT074
SLYT075
SLYT076
SLYT209A
SLYT210
SLYT222
10
5
5
5
5
5
5
5
5
SLYT223
SLYT231
SLYT237
SLYT244
SLYT253
SLYT264
SLYT277
SLYT283
SLYT292
34
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Указатель статей
Название. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Выпуск . . . . . . . . . . . . Стр Lit. No.
Сбор данных (продолжение)
A DAC for all precision occasions. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Stop-band limitations of the Sallen-Key low-pass filter. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
How the voltage reference affects ADC performance, Part 1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Impact of sampling-clock spurs on ADC performance. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
How the voltage reference affects ADC performance, Part 2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
How the voltage reference affects ADC performance, Part 3. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
How digital filters affect analog audio-signal levels . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Clock jitter analyzed in the time domain, Part 1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Clock jitter analyzed in the time domain, Part 2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
The IBIS model: A conduit into signal-integrity analysis, Part 1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
The IBIS model, Part 2: Determining the total quality of an IBIS model. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
The IBIS model, Part 3: Using IBIS models to investigate signal-integrity issues. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Clock jitter analyzed in the time domain, Part 3. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
How delta-sigma ADCs work, Part 1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3Q, 2008 . . . . . . . . . . . .
4Q, 2008 . . . . . . . . . . . .
2Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
3Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
3Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
4Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
2Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
3Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
4Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
4Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
1Q, 2011 . . . . . . . . . . . .
2Q, 2011 . . . . . . . . . . . .
.3Q, 2011. . . . . . . . . . . .
.3Q, 2011. . . . . . . . . . . .
5
5
5
5
13
5
5
5
5
11
5
5
5
13
SLYT300
SLYT306
SLYT331
SLYT338
SLYT339
SLYT355
SLYT375
SLYT379
SLYT389
SLYT390
SLYT400
SLYT413
SLYT422
SLYT423
August 1999. . . . . . . . .
August 1999. . . . . . . . .
August 1999. . . . . . . . .
November 1999. . . . . .
November 1999. . . . . .
November 1999. . . . . .
February 2000. . . . . . .
February 2000. . . . . . .
May 2000. . . . . . . . . . . .
10
13
14
8
10
14
12
20
11
SLYT194
SLYT195
SLYT196
SLYT185
SLYT186
SLYT187
SLYT177
SLYT178
SLYT170
May 2000. . . . . . . . . . . .
August 2000. . . . . . . . .
August 2000. . . . . . . . .
November 2000. . . . . .
November 2000. . . . . .
14
16
22
19
24
SLYT171
SLYT161
SLYT162
SLYT151
SLYT152
February 2001. . . . . . .
February 2001. . . . . . .
July 2001. . . . . . . . . . . .
July 2001. . . . . . . . . . . .
1Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
1Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
1Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
2Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
2Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
2Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
4Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
4Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
4Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
1Q, 2003 . . . . . . . . . . . .
1Q, 2003 . . . . . . . . . . . .
3Q, 2003 . . . . . . . . . . . .
3Q, 2003 . . . . . . . . . . . .
3Q, 2003 . . . . . . . . . . . .
4Q, 2003 . . . . . . . . . . . .
1Q, 2004 . . . . . . . . . . . .
3Q, 2004 . . . . . . . . . . . .
1Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
2Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
15
20
9
15
10
12
18
15
23
28
8
12
18
5
7
5
10
13
21
14
11
33
5
SLYT139
SLYT140
SLYT130
SLYT131
SLYT124
SLYT125
SLYT126
SLYT116
SLYT117
SLYT118
SLYT105
SLYT106
SLYT107
SLYT100
SLYT101
SLYT095
SLYT096
SLYT097
SLYT092
SLYT084
SLYT079
SLYT077
SLYT201
Управление электропитанием
Stability analysis of low-dropout linear regulators with a PMOS pass element. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Extended output voltage adjustment (0 V to 3.5 V) using the TI TPS5210 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Migrating from the TI TL770x to the TI TLC770x. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
TI TPS5602 for powering TI’s DSP. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Synchronous buck regulator design using the TI TPS5211 high-frequencyhysteretic controller. . . . . . . . . . . . . .
Understanding the stable range of equivalent series resistance of an LDO regulator. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Power supply solutions for TI DSPs using synchronous buck converters. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Powering Celeron-type microprocessors using TI’s TPS5210 and TPS5211 controllers. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Simple design of an ultra-low-ripple DC/DC boost converter with TPS60100 charge pump . . . . . . . . . . . . . . . . .
Low-cost, minimum-size solution for powering future-generation Celeron™-type processors
with peak currents up to 26 A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Advantages of using PMOS-type low-dropout linear regulators in battery applications . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Optimal output filter design for microprocessor or DSP power supply . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Understanding the load-transient response of LDOs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Comparison of different power supplies for portable DSP solutionsworking from a single-cell battery . . . . . .
Optimal design for an interleaved synchronous buck converter under high-slew-rate,
load-current transient conditions . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
–48-V/+48-V hot-swap applications . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Power supply solution for DDR bus termination. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Runtime power control for DSPs using the TPS62000 buck converter. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Power control design key to realizing InfiniBandSM benefits. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Comparing magnetic and piezoelectric transformer approaches in CCFL applications. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Why use a wall adapter for ac input power? . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
SWIFT™ Designer power supply design program. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Optimizing the switching frequency of ADSL power supplies. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Powering electronics from the USB port. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Using the UCC3580-1 controller for highly efficient 3.3-V/100-W isolated supply design. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Power conservation options with dynamic voltage scaling in portable DSP designs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Understanding piezoelectric transformers in CCFL backlight applications . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Load-sharing techniques: Paralleling power modules with overcurrent protection. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Using the TPS61042 white-light LED driver as a boost converter. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Auto-Track™ voltage sequencing simplifies simultaneous power-up and power-down . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Soft-start circuits for LDO linear regulators. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
UCC28517 100-W PFC power converter with 12-V, 8-W bias supply, Part 1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
UCC28517 100-W PFC power converter with 12-V, 8-W bias supply, Part 2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
LED-driver considerations. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Tips for successful power-up of today’s high-performance FPGAs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
A better bootstrap/bias supply circuit. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Understanding noise in linear regulators. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
35
Texas Instruments Incorporated
Указатель статей
Название. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Выпуск . . . . . . . . . . . . Стр Lit. No.
Управление электропитанием (продолжение)
36
Understanding power supply ripple rejection in linear regulators. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
Miniature solutions for voltage isolation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
New power modules improve surface-mount manufacturability. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
Li-ion switching charger integrates power FETs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
TLC5940 dot correction compensates for variations in LED brightness. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
Powering today’s multi-rail FPGAs and DSPs, Part 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
TPS79918 RF LDO supports migration to StrataFlash® Embedded Memory (P30). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Practical considerations when designing a power supply with the TPS6211x. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
TLC5940 PWM dimming provides superior color quality in LED video displays . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Wide-input dc/dc modules offer maximum design flexibility . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Powering today’s multi-rail FPGAs and DSPs, Part 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
TPS61059 powers white-light LED as photoflash or movie light. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
TPS65552A powers portable photoflash. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .3Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Single-chip bq2403x power-path manager charges battery while powering system. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Complete battery-pack design for one- or two-cell portable applications. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
A 3-A, 1.2-VOUT linear regulator with 80% efficiency and PLOST < 1 W. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
bq25012 single-chip, Li-ion charger and dc/dc converter for Bluetooth® headsets . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Fully integrated TPS6300x buck-boost converter extends Li-ion battery life. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Selecting the correct IC for power-supply applications. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
LDO white-LED driver TPS7510x provides incredibly small solution size . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
Power management for processor core voltage requirements . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
Enhanced-safety, linear Li-ion battery charger with thermal regulation and input overvoltage protection. . . 2Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
Current balancing in four-pair, high-power PoE applications. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
Power-management solutions for telecom systems improve performance, cost, and size. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
TPS6108x: A boost converter with extreme versatility. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
Get low-noise, low-ripple, high-PSRR power with the TPS717xx. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
Simultaneous power-down sequencing with the TPS74x01 family of linear regulators. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .3Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
Driving a WLED does not always require 4 V. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
Host-side gas-gauge-system design considerations for single-cell handheld applications . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
Using a buck converter in an inverting buck-boost topology. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
Understanding output voltage limitations of DC/DC buck converters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2008 . . . . . . . . . . . .
Battery-charger front-end IC improves charging-system safety . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2008 . . . . . . . . . . . .
New current-mode PWM controllers support boost, flyback, SEPIC, and LED-driver applications . . . . . . . . . . . . 3Q, 2008 . . . . . . . . . . . .
Getting the most battery life from portable systems . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2008 . . . . . . . . . . . .
Compensating and measuring the control loop of a high-power LED driver. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2008 . . . . . . . . . . . .
Designing DC/DC converters based on SEPIC topology. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2008 . . . . . . . . . . . .
Paralleling power modules for high-current applications. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Improving battery safety, charging, and fuel gauging in portable media applications . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Cell balancing buys extra run time and battery life. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Using a portable-power boost converter in an isolated flyback application. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Taming linear-regulator inrush currents. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Designing a linear Li-Ion battery charger with power-path control. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Selecting the right charge-management solution. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Reducing radiated EMI in WLED drivers. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .3Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Using power solutions to extend battery life in MSP430 applications. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Designing a multichemistry battery charger. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Efficiency of synchronous versus nonsynchronous buck converters. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Fuel-gauging considerations in battery backup storage systems. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Li-ion battery-charger solutions for JEITA compliance. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Power-supply design for high-speed ADCs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Discrete design of a low-cost isolated 3.3- to 5-V DC/DC converter. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Designing DC/DC converters based on ZETA topology . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Coupled inductors broaden DC/DC converter usage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Computing power going “Platinum” . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
8
13
18
19
21
9
14
17
10
13
18
8
10
12
14
10
13
15
5
9
11
8
11
10
14
17
20
9
12
16
11
14
9
8
14
18
5
9
14
19
9
12
18
17
10
13
15
5
8
12
12
16
10
13
SLYT202
SLYT211
SLYT212
SLYT224
SLYT225
SLYT232
SLYT233
SLYT234
SLYT238
SLYT239
SLYT240
SLYT245
SLYT246
SLYT247
SLYT248
SLYT254
SLYT255
SLYT256
SLYT259
SLYT260
SLYT261
SLYT269
SLYT270
SLYT278
SLYT279
SLYT280
SLYT281
SLYT284
SLYT285
SLYT286
SLYT293
SLYT294
SLYT302
SLYT307
SLYT308
SLYT309
SLYT320
SLYT321
SLYT322
SLYT323
SLYT332
SLYT333
SLYT334
SLYT340
SLYT356
SLYT357
SLYT358
SLYT364
SLYT365
SLYT366
SLYT371
SLYT372
SLYT380
SLYT382
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Указатель статей
Название. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Выпуск . . . . . . . . . . . . Стр Lit. No.
Управление электропитанием (продолжение)
A low-cost, non-isolated AC/DC buck converter with no transformer. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Save power with a soft Zener clamp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
An introduction to the Wireless Power Consortium standard and TI’s compliant solutions. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2011 . . . . . . . . . . . .
Fine-tuning TI’s Impedance Track™ battery fuel gauge with LiFePO4 cells in shallow-discharge applications . 1Q, 2011 . . . . . . . . . . . .
Implementation of microprocessor-controlled, wide-input-voltage, SMBus smart
battery charger . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2011 . . . . . . . . . . . .
Benefits of a coupled-inductor SEPIC converter. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2011 . . . . . . . . . . . .
IQ: What it is, what it isn’t, and how to use it. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2011 . . . . . . . . . . . .
Backlighting the tablet PC. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2011 . . . . . . . . . . . .
Challenges of designing high-frequency, high-input-voltage DC/DC converters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2011 . . . . . . . . . . . .
A boost-topology battery charger powered from a solar panel. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2011 . . . . . . . . . . . .
16
19
10
13
SLYT391
SLYT392
SLYT401
SLYT402
11
14
18
23
28
17
SLYT410
SLYT411
SLYT412
SLYT414
SLYT415
SLYT424
16
17
29
33
19
30
30
35
19
23
18
21
16
11
25
17
18
18
11
16
22
25
21
19
20
17
21
24
SLYT197
SLYT188
SLYT179
SLYT180
SLYT172
SLYT163
SLYT153
SLYT154
SLYT132
SLYT127
SLYT085
SLYT086
SLYT080
SLYT203
SLYT241
SLYT249
SLYT257
SLYT271
SLYT298
SLYT301
SLYT324
SLYT325
SLYT335
SLYT381
SLYT393
SLYT403
SLYT425
SLYT426
19
24
39
39
23
27
41
34
40
26
22
SLYT198
SLYT199
SLYT182
SLYT155
SLYT141
SLYT142
SLYT145
SLYT134
SLYT135
SLYT128
SLYT373
Интерфейсы (передача данных)
TIA/EIA-568A Category 5 cables in low-voltage differential signaling (LVDS). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . August 1999. . . . . . . . .
Keep an eye on the LVDS input levels . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . November 1999. . . . . .
Skew definition and jitter analysis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . February 2000. . . . . . .
LVDS receivers solve problems in non-LVDS applications. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . February 2000. . . . . . .
LVDS: The ribbon cable connection . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . May 2000. . . . . . . . . . . .
Performance of LVDS with different cables . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . August 2000. . . . . . . . .
A statistical survey of common-mode noise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . November 2000. . . . . .
The Active Fail-Safe feature of the SN65LVDS32A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . November 2000. . . . . .
The SN65LVDS33/34 as an ECL-to-LVTTL converter. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . July 2001. . . . . . . . . . . .
Power consumption of LVPECL and LVDS. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
Estimating available application power for Power-over-Ethernet applications . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2004 . . . . . . . . . . . .
The RS-485 unit load and maximum number of bus connections . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2004 . . . . . . . . . . . .
Failsafe in RS-485 data buses. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2004 . . . . . . . . . . . .
Maximizing signal integrity with M-LVDS backplanes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
Device spacing on RS-485 buses. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Improved CAN network security with TI’s SN65HVD1050 transceiver . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Detection of RS-485 signal loss. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Enabling high-speed USB OTG functionality on TI DSPs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
When good grounds turn bad—isolate!. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2008 . . . . . . . . . . . .
Cascading of input serializers boosts channel density for digital inputs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2008 . . . . . . . . . . . .
RS-485: Passive failsafe for an idle bus. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Message priority inversion on a CAN bus. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Designing with digital isolators. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Magnetic-field immunity of digital capacitive isolators. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Interfacing high-voltage applications to low-power controllers. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Designing an isolated I2C Bus® interface by using digital isolators. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1Q, 2011 . . . . . . . . . . . .
Isolated RS-485 transceivers support DMX512 stage lighting and special-effects applications. . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2011 . . . . . . . . . . . .
Industrial data-acquisition interfaces with digital isolators. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2011 . . . . . . . . . . . .
Усилители: Усилители звуковой частоты
Reducing the output filter of a Class-D amplifier. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Power supply decoupling and audio signal filtering for the Class-D audio power amplifier. . . . . . . . . . . . . . . . . .
PCB layout for the TPA005D1x and TPA032D0x Class-D APAs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
An audio circuit collection, Part 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.6- to 3.6-volt BTL speaker driver reference design . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Notebook computer upgrade path for audio power amplifiers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
An audio circuit collection, Part 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
An audio circuit collection, Part 3. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Audio power amplifier measurements . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Audio power amplifier measurements, Part 2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Precautions for connecting APA outputs to other devices. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
August 1999. . . . . . . . .
August 1999. . . . . . . . .
February 2000. . . . . . .
November 2000. . . . . .
February 2001. . . . . . .
February 2001. . . . . . .
February 2001. . . . . . .
July 2001. . . . . . . . . . . .
July 2001. . . . . . . . . . . .
1Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
2Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
37
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
Texas Instruments Incorporated
Указатель статей
Название. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Выпуск . . . . . . . . . . . . Стр Lit. No.
Усилители: Операционные усилители
Single-supply op amp design. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .November 1999. . . . . .
Reducing crosstalk of an op amp on a PCB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . November 1999. . . . . .
Matching operational amplifier bandwidth with applications. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . February 2000. . . . . . .
Sensor to ADC — analog interface design. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . May 2000. . . . . . . . . . . .
Using a decompensated op amp for improved performance. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . May 2000. . . . . . . . . . . .
Design of op amp sine wave oscillators . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . August 2000. . . . . . . . .
Fully differential amplifiers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . August 2000. . . . . . . . .
The PCB is a component of op amp design . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . August 2000. . . . . . . . .
Reducing PCB design costs: From schematic capture to PCB layout . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . August 2000. . . . . . . . .
Thermistor temperature transducer-to-ADC application . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . November 2000. . . . . .
Analysis of fully differential amplifiers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . November 2000. . . . . .
Fully differential amplifiers applications: Line termination, driving high-speed ADCs,
and differential transmission lines . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . February 2001. . . . . . .
Pressure transducer-to-ADC application . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . February 2001. . . . . . .
Frequency response errors in voltage feedback op amps . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . February 2001. . . . . . .
Designing for low distortion with high-speed op amps. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . July 2001. . . . . . . . . . . .
Fully differential amplifier design in high-speed data acquisition systems . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
Worst-case design of op amp circuits . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
Using high-speed op amps for high-performance RF design, Part 1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
Using high-speed op amps for high-performance RF design, Part 2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
FilterPro™ low-pass design tool. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
Active output impedance for ADSL line drivers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2002 . . . . . . . . . . . .
RF and IF amplifiers with op amps. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2003 . . . . . . . . . . . .
Analyzing feedback loops containing secondary amplifiers. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2003 . . . . . . . . . . . .
Video switcher using high-speed op amps . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2003 . . . . . . . . . . . .
Expanding the usability of current-feedback amplifiers. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2003 . . . . . . . . . . . .
Calculating noise figure in op amps. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2003 . . . . . . . . . . . .
Op amp stability and input capacitance. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2004 . . . . . . . . . . . .
Integrated logarithmic amplifiers for industrial applications. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2004 . . . . . . . . . . . .
Active filters using current-feedback amplifiers. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2004 . . . . . . . . . . . .
Auto-zero amplifiers ease the design of high-precision circuits . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
So many amplifiers to choose from: Matching amplifiers to applications . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
Getting the most out of your instrumentation amplifier design. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2005 . . . . . . . . . . . .
High-speed notch filters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Low-cost current-shunt monitor IC revives moving-coil meter design. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2006 . . . . . . . . . . . .
Accurately measuring ADC driving-circuit settling time . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
New zero-drift amplifier has an IQ of 17 µA. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2007 . . . . . . . . . . . .
A new filter topology for analog high-pass filters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2008 . . . . . . . . . . . .
Input impedance matching with fully differential amplifiers. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2008 . . . . . . . . . . . .
A dual-polarity, bidirectional current-shunt monitor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2008 . . . . . . . . . . . .
Output impedance matching with fully differential operational amplifiers. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Using fully differential op amps as attenuators, Part 1: Differential bipolar input signals. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Using fully differential op amps as attenuators, Part 2: Single-ended bipolar input signals. . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Interfacing op amps to high-speed DACs, Part 1: Current-sinking DACs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Using the infinite-gain, MFB filter topology in fully differential active filters. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Using fully differential op amps as attenuators, Part 3: Single-ended unipolar input signals. . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Interfacing op amps to high-speed DACs, Part 2: Current-sourcing DACs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2009 . . . . . . . . . . . .
Operational amplifier gain stability, Part 1: General system analysis. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Signal conditioning for piezoelectric sensors. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Interfacing op amps to high-speed DACs, Part 3: Current-sourcing DACs simplified. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Operational amplifier gain stability, Part 2: DC gain-error analysis. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Operational amplifier gain stability, Part 3: AC gain-error analysis. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Using single-supply fully differential amplifiers with negative input voltages to drive ADCs. . . . . . . . . . . . . . . . . 4Q, 2010 . . . . . . . . . . . .
Converting single-ended video to differential video in single-supply systems. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3Q, 2011 . . . . . . . . . . . .
20
23
36
22
26
33
38
42
48
44
48
SLYT189
SLYT190
SLYT181
SLYT173
SLYT174
SLYT164
SLYT165
SLYT166
SLYT167
SLYT156
SLYT157
32
38
48
25
35
42
46
21
24
24
9
14
20
23
31
24
28
21
19
24
25
19
27
14
22
18
24
29
29
33
21
24
33
19
23
20
24
32
24
23
26
29
SLYT143
SLYT144
SLYT146
SLYT133
SLYT119
SLYT120
SLYT121
SLYT112
SLYT113
SLYT108
SLYT102
SLYT103
SLYT098
SLYT099
SLYT094
SLYT087
SLYT088
SLYT081
SLYT204
SLYT213
SLYT226
SLYT235
SLYT242
SLYT262
SLYT272
SLYT299
SLYT310
SLYT311
SLYT326
SLYT336
SLYT341
SLYT342
SLYT343
SLYT359
SLYT360
SLYT367
SLYT369
SLYT368
SLYT374
SLYT383
SLYT394
SLYT427
38
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
Texas Instruments Incorporated
Указатель статей
Название. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Выпуск . . . . . . . . . . . . Стр Lit. No.
ВЧ компоненты малой мощности
Using the CC2430 and TIMAC for low-power wireless sensor applications: A power-consumption study. . . . . 2Q, 2008 . . . . . . . . . . . . 17
Selecting antennas for low-power wireless applications. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2008 . . . . . . . . . . . . 20
SLYT295
SLYT296
Общие вопросы
Synthesis and characterization of nickel manganite from different carboxylate precursors
for thermistor sensors . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . February 2001. . . . . . . 52
Analog design tools . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2002 . . . . . . . . . . . . 50
Spreadsheet modeling tool helps analyze power- and ground-plane voltage drops
to keep core voltages within tolerance. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2Q, 2007 . . . . . . . . . . . . 29
SLYT147
SLYT122
SLYT273
RUST020
Журнал по применению
аналоговых компонентов
3Q 2011
www.ti.com/aaj
Высококачественные аналоговые компоненты
39
Texas Instruments Incorporated
Инструментальные средства Analog eLab™
для разработки и оценки результатов
Texas Instruments
Analog
TM
Центр Разработки
Центр разработки компании TI Analog eLab™ предлагает поддержку и обучение новичкам и опытным разработчикам аналоговых приборов по различным аспектам, касающихся разработок. Analog eLab™ обеспечивает
инженерам-разработчикам возможность обучаться посредством тренингов
и интернет-конференций, подбирать приборы с помощью параметрического анализа, выполнять разработки с использованием наших серий «Pro», моделировать работу изделий с помощью различных моделирующих ресурсов и получать образцы продукции компании TI в течение 24 часов.
www.ti.com/analogelab
• Мощная и лёгкая в исполь- • Доступность и цены
Серии TI Pro
›› Программное обеспечение зовании программа моде- • Запрос образцов
лирования TINA‑TI™
разработок SwitcherPro™
• Электронный склад TI eStore
• Полная библиотека моделей ›› Оценочные модули
Информация по
SPICE
SwitcherPro™
• Офисы продаж и поддержки
• Библиотеки моделей IBIS и
Загрузить сейчас
TI во всём мире
Использовать сейчас онлайн BSDL
• Дистрибьюторы
Научиться, как выполнять
• Торговые представители
разработки с помощью
SwitcherPro™
Оценочное пограммное обеспечение ADCPro™
Программное обеспечение
ClockPro™
Программное обеспечение
для разработок
MDACBufferPro™
Обновлённое программное
обеспечение для разработок
FilterPro™ v3.0
Эскизное проектирование
Гаджеты и виджеты от TI
Калькуляторы и другие утилиты
Новый калькулятор для тепловых расчетов печатных
плат
Качество, надёжность и бессвинцовое исполнение
• Содержание и график поставок RoHS
• Информация о корпусах
• Обучение в онлайн-режиме • Быстрый поиск схем такти- •
• Видеоконференции Analog
рования и синхронизации
eLab™
• Быстрый поиск интерфейсов
• Поиск документации и база • Системы управления пита- •
данных
нием
• Указания по применению и
›› Быстрый поиск элементов •
техническая документация
для управления питанием •
•
›› Как Т2‑модули могут
уменьшить ёмкости выходных конденсаторов
›› Быстрый поиск по заряд- •
ным устройствам для ак•
кумуляторов
• Преобразователи данных
•
›› АЦП
›› ЦАП
• Быстрый поиск ВЧ/ПЧ эле•
ментов
• Быстрый поиск аналоговых
ключей
•
• Выбор преобразователей
•
уровня
• Руководства по выбору эле- •
ментов
•
• Готовые решения
• Параметрический поиск
• Поиск аналогов
•
40
Высококачественные аналоговые компоненты
www.ti.com/aaj
3Q 2011
Журнал по применению
аналоговых компонентов
IMPORTANT NOTICE
Texas Instruments Incorporated and its subsidiaries (TI) reserve the right to make corrections, modifications, enhancements, improvements,
and other changes to its products and services at any time and to discontinue any product or service without notice. Customers should
obtain the latest relevant information before placing orders and should verify that such information is current and complete. All products are
sold subject to TI’s terms and conditions of sale supplied at the time of order acknowledgment.
TI warrants performance of its hardware products to the specifications applicable at the time of sale in accordance with TI’s standard
warranty. Testing and other quality control techniques are used to the extent TI deems necessary to support this warranty. Except where
mandated by government requirements, testing of all parameters of each product is not necessarily performed.
TI assumes no liability for applications assistance or customer product design. Customers are responsible for their products and
applications using TI components. To minimize the risks associated with customer products and applications, customers should provide
adequate design and operating safeguards.
TI does not warrant or represent that any license, either express or implied, is granted under any TI patent right, copyright, mask work right,
or other TI intellectual property right relating to any combination, machine, or process in which TI products or services are used. Information
published by TI regarding third-party products or services does not constitute a license from TI to use such products or services or a
warranty or endorsement thereof. Use of such information may require a license from a third party under the patents or other intellectual
property of the third party, or a license from TI under the patents or other intellectual property of TI.
Reproduction of TI information in TI data books or data sheets is permissible only if reproduction is without alteration and is accompanied
by all associated warranties, conditions, limitations, and notices. Reproduction of this information with alteration is an unfair and deceptive
business practice. TI is not responsible or liable for such altered documentation. Information of third parties may be subject to additional
restrictions.
Resale of TI products or services with statements different from or beyond the parameters stated by TI for that product or service voids all
express and any implied warranties for the associated TI product or service and is an unfair and deceptive business practice. TI is not
responsible or liable for any such statements.
TI products are not authorized for use in safety-critical applications (such as life support) where a failure of the TI product would reasonably
be expected to cause severe personal injury or death, unless officers of the parties have executed an agreement specifically governing
such use. Buyers represent that they have all necessary expertise in the safety and regulatory ramifications of their applications, and
acknowledge and agree that they are solely responsible for all legal, regulatory and safety-related requirements concerning their products
and any use of TI products in such safety-critical applications, notwithstanding any applications-related information or support that may be
provided by TI. Further, Buyers must fully indemnify TI and its representatives against any damages arising out of the use of TI products in
such safety-critical applications.
TI products are neither designed nor intended for use in military/aerospace applications or environments unless the TI products are
specifically designated by TI as military-grade or "enhanced plastic." Only products designated by TI as military-grade meet military
specifications. Buyers acknowledge and agree that any such use of TI products which TI has not designated as military-grade is solely at
the Buyer's risk, and that they are solely responsible for compliance with all legal and regulatory requirements in connection with such use.
TI products are neither designed nor intended for use in automotive applications or environments unless the specific TI products are
designated by TI as compliant with ISO/TS 16949 requirements. Buyers acknowledge and agree that, if they use any non-designated
products in automotive applications, TI will not be responsible for any failure to meet such requirements.
Following are URLs where you can obtain information on other Texas Instruments products and application solutions:
Products
Applications
Audio
www.ti.com/audio
Automotive and Transportation www.ti.com/automotive
Amplifiers
amplifier.ti.com
Communications and Telecom www.ti.com/communications
Data Converters
dataconverter.ti.com
Computers and Peripherals
www.ti.com/computers
DLP® Products
www.dlp.com
Consumer Electronics
www.ti.com/consumer-apps
DSP
dsp.ti.com
Energy and Lighting
www.ti.com/energy
Clocks and Timers
www.ti.com/clocks
Industrial
www.ti.com/industrial
Interface
interface.ti.com
Medical
www.ti.com/medical
Logic
logic.ti.com
Security
www.ti.com/security
Power Mgmt
power.ti.com
Space, Avionics and Defense
www.ti.com/space-avionics-defense
Microcontrollers
microcontroller.ti.com
Video and Imaging
www.ti.com/video
RFID
www.ti-rfid.com
OMAP Mobile Processors
www.ti.com/omap
Wireless Connectivity
www.ti.com/wirelessconnectivity
TI E2E Community Home Page
e2e.ti.com
Mailing Address: Texas Instruments, Post Office Box 655303, Dallas, Texas 75265
Copyright © 2012, Texas Instruments Incorporated
Was this manual useful for you? yes no
Thank you for your participation!

* Your assessment is very important for improving the work of artificial intelligence, which forms the content of this project

Related manuals

Download PDF

advertising